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控制技術/MCU  

TDMA蜂窩/PCS手機的RF設計

上網時間: 2001年04月14日     打印版  Bookmark and Share  字型大小:  

關鍵字:TDMA蜂窩/PCS手機  RF設計  雙頻TDMA收發器  微處理器  DSP基頻處理器 

本文集中討論了典型雙頻TDMA收發器RF部份設計考慮和折衷方案,內容包括:RF規範、手機模組、接收機規範、結構、設計折衷、寄生響應抑制等多方面,適合(中國)手機設計工程技術人員閱讀。

TIA/EIA/ANSI-136是北美市場上雙頻時分多址(TDMA)手機的現行蜂窩/PCS標準。目前該標準已經升級,以便順利過渡到具備無線數據/話音終端的3G通訊應用。通用無線通訊協會的UWCC136新標準將允許今後的數據手機具備多媒體和無線網際網路接入等功能,這些新增的功能要求更高的數據傳輸速率和RF頻寬。

目前,移動基地台中蜂窩服務的發射頻段分配為824.04到848.97MHz,PCS頻段為1,850.01 到1,909.95MHz。移動接收機蜂窩服務的頻率範圍從869.04 到893.97MHz,PCS頻率範圍是1,930.05到1,989.99MHz。目前RF頻道的頻寬為30kHz,並有望擴展到200kHz甚至1.6MHz。200kHz頻寬就能夠採用8-PSK這樣的高階數位調制方式,從而相容新一代基於TDMA和EDGE制式的數據通訊手機。

今天,許多TDMA手機具有雙頻和三頻工作模式(蜂窩頻段中基於FM的模擬服務,蜂窩頻段和PCS頻段中基於PI/4 DQPSK的數位服務)。新的標準針對多頻段、多頻寬和多時隙工作方式提出了要求,這使得行動電話和基地台的設計更為複雜。成本、外形尺寸和功耗等三個重要設計變量將大受影響。由於單個手機可能同時擁有蜂窩和PCS頻段的頻譜,所以將來針對美國市場設計的手機都要具有雙頻功能。

主要RF規格

對上述雙頻手機,模擬狀態下接收靈敏度至少為-116dbm(12db信號+噪音+失真/噪音+失真[SINAD]);數位狀態(靜態)下,位錯率(BER)為3%時,接收靈敏度為-110dbm。3% BER的最大輸入電平為-25dbm。

四類手機的發射功率電平限定在600mW有效輻射功率(ERP,對半波偶極天線而言)。誤碼向量振幅(EVM)是數位調制品質的量化指示。EVM 均方根(RMS)的最大值定義為12.5%。

相鄰訊息通道(fc±30 KHz)/備用頻道(fc±60/90 KHz)功率比(ACPR)技術規格反映了發射機的線性度(fc是預定的RF訊息通道頻率)。相鄰和備用頻道的發射功率電平分別不應大於-26dBc和-45dBc。

手機模組圖

在典型手機的主要功能模組。從硬體方面看,包括邏輯電路和收發機兩個部份。後者是手機的無線部份。

邏輯部份包括一個微處理器、DSP基頻處理器、內存、顯示器、電源管理電路和聲音編碼器。

在發射部份,邏輯電路把聲音按照一定的位率有效地進行模數轉換,例如採用位率為7.4kbps的代數編碼激勵線性預測[ACELP]算法,轉換結果供給訊息通道編碼功能模組並為收發機提供數位調制I&Q基頻信號。邏輯電路的接收部份提供訊息通道濾波均衡/解碼和ACELP語音解碼功能。駐留軟體提供呼叫處理和用戶界面功能。

RF模組的要求

RF模組的基本作用是用來自手機基頻部份的模擬和I&Q信號調制高頻RF載波,並且解調接收到的模擬和/或經數位調制的RF信號。典型的雙頻段RF模組包括四個功能塊:前端、接收機、頻率合成器和發射機。

從圖1可見雙變換接收和發射結構中的雙發射路徑,雙接收路徑將RF信號差頻為蜂窩和PCS頻段接收部份共用的中頻(IF)信號。

天線和前端部份

共用的天線服務於兩個頻段的接收和發射部份。為了實現雙頻工作方式,要對天線增益、輻射模式和共用匹配網路等部份進行折衷設計。

天線所接收到的信號經由輸入分支器的低通濾波部份供蜂窩頻段使用,PCS頻段的發射和接收信號則藉由分支器的高通濾波部份獲得。

分支器將蜂窩頻段和PCS頻段分開,而雙工器則將蜂窩頻段中發射和接收隔離開,從而滿足不同頻率選擇的要求。在蜂窩頻段中雙工器的任務包括:當發射機噪音頻率位於接收頻段時,防止降低全雙重模擬工作模式下接收機的靈敏度;衰減功率放大器(PA)的輸出信號以避免低噪音放大器(LNA)進入增益壓縮工作方式;衰減接收機的寄生響應(第一鏡頻和其它寄生響應);用第一混頻器LO-RF埠來衰減第一級本振(LO)的饋通;衰減發射機輸出諧波和其它寄生信號。

接收機的選擇性與雙工器和鏡頻抑制濾波器的頻率特性存在公共部份,要對選通頻寬和插入損耗進行折衷。

PCS接收路徑與蜂窩信號的路徑不同。它不採用雙工器,而是採用發射/接收(T/R)開關,因為目前PCS頻段(非同時接收和發射功能)採用數位半雙工工作模式。今後在數位模式多時隙工作方式的某些作業模式中,將要求同時進行發射和接收作業,這就要在PCS頻段中使用雙工器。

接收機規範

接收機採用雙變換超外差結構,其成本低、動態範圍大和選擇性好。

在不明顯降低信噪比(SNR)以及不引入能產生互調干擾的非線性失真的前提下,LNA將接收到的RF微弱信號增強。圖1是具有單步衰減增益控制的兩種不同的LNA,每個頻段對應一種。在強信號條件下,增益的衰減可以防止主動級過載。

LNA輸出信號經由一個25MHz帶通濾波器,第一鏡頻、信號鏡頻噪音和蜂窩頻段中其它寄生響應得到進一步衰減。在PCS頻段中,LNA夾在兩個頻寬為60MHz的鏡頻濾波器之間。特別要注意LNA輸出混頻器的RF輸入端的隔離以避免降低第一鏡頻抑制的效果。

接收到的RF信號流入第一混頻器(M1-PCS和M1-CELL)後差頻為相同的第一中頻(IF)信號。實際上,只有已選定頻段的接收機前端才會加電工作以便使功耗最小。

第一IF濾波器通常是一個30kHz窄帶SAW濾波器,其中心頻率大於100MHz。帶外衰減特性陡峭、通帶內振幅和相位呈線性特性是SAW濾波器非常重要的特性,該濾波器決定第二鏡頻抑制,其帶外衰減特性是影響備用訊息通道抑制(fc±60kHz)和接收機整體互調(IM)性能的主要因素。第一IF信號流入第二混頻器(M2),差頻得到末級IF信號,典型頻率是450kHz。

第二IF濾波器是頻寬為30kHz的陶瓷濾波器,中心頻率為450kHz。其陡峭的帶外衰減特性能夠滿足相鄰訊息通道/備用訊息通道抑制的要求。通帶內要求良好的振幅和群延遲特性以避免在數位模式下降低BER。

450kHz輸出信號分流到:

  1. 調頻IF放大器、限幅器、正交解調器和接收信號強度指示器(RSSI)等部份。

  2. 自動增益控制(AGC)和I&Q解調級。

在模擬方式下,接收信號經鑒頻以產生基頻音頻信號、監控音調(SAT)、信號音調(ST)以及用於呼叫建立和控制的寬頻數據。RSSI輸出的直流電壓與接收信號的強度成正比。這些資訊可用來決定用於MAHO的最強訊息通道和信號強度。

在數位模式下,PI/4 DQPSK數位調制信號分別被鑒頻為基頻I&Q分量。解調後的音頻信號、RSSI和數位模式I&Q解調信號藉由模/數轉換儲存到手機邏輯部份以便進行數位信號處理。

當輸入信號從-115到25dBm(90dB動態範圍)變化時,前端和第二IF增益控制級要確保數位模式下接收鏈呈線性特性,接收鏈的設置應使I&Q解調信號的振幅幾乎保持?定電平,並與ADC的動態範圍相匹配。

到基頻的差頻可由合成器部份(LO#3)提供的450kHz第三LO實現。

接收機設計折衷

接收機的設計考慮包括:

  1. 選擇多個的整合前端(LNA、混頻器和LO緩衝記憶體)器件。多器件方案使設計者藉由增加元件數量和大小來優化增益、噪音特性(NF)、三階輸入截點(IIP3)和功耗。在選擇多器件方案的設計方法中,PCB元件佈局更加靈活。單晶片整合RF ASIC減少了開發時間,但較低的RF IC成品率、封裝局限性、RF隔離和測試問題可能增加最終的產品成本;

  2. 要對RF增益進行分配以獲得一個最優動態範圍(折衷考慮IIP3/NF的要求);

  3. IIP3越高,耗電越大(待機時間較短),良好的強信號處理性能在移動蜂窩環境中極為重要;

  4. 在兩個頻段中共享元件減少了元件數目、外形大小和成本,但在每個獨立頻段內進行性能優化的難度增加了。

接收機結構

接收機有兩種基本結構:超外差結構和直接轉換結構(或低IF)。後者省略了IF級、混頻器、

濾波器和相關本地振蕩器,具有適應不同頻寬和標準的靈活性。

直接轉換結構的優勢在於降低成本、PCB面積和功耗。然而,目前TDMA應用的性能已經落在超外差結構之後,超外差結構具有優良的動態範圍和選擇性,在給定的性能要求下開發周期較短、風險較小。超外差接收法的缺點是元件數較多、高Q值濾波器因整合困難必須置於晶片之外。

實用的直接轉換法要認真解決時變的直流偏置、LO信號藉由天線泄露、增益/相位不匹配和下行正交混頻器中二次非線性失真等問題,並確保在TDMA動態範圍內系統能正常工作。

接收機寄生響應

RF接收機的作用是接收有用信號,並在接收機輸入端抑制較輸入信號大得多的寄生信號。

最重要的三個接收機寄生響應是:第一鏡頻、第二鏡頻和半中頻。某一頻率下的強RF干擾信號可能使BER或SINAD指標嚴重惡化,甚至會造成斷線。圖2、3、4是它們的頻率分佈,兩個因素決定這些頻率的位置:接收機頻率圖和有用的調諧頻率。接收機設計的一個重要部份是消除和衰減干擾信號,寄生信號抑制所要求的衰減電平決定濾波器的衰減要求和第一混頻器的線性技術指標要求。

在第一鏡頻中,所需的低電平1,930MHz RF信號差頻為100MHz第一IF信號,第一LO設置在2,030MHz(見圖2)。帶外2,130MHz強干擾信號也差頻為第一IF,因為LO與干擾信號頻率之差同樣是100MHz。在這個特例中,第一鏡頻的位置是2,130MHz。衰減該強干擾信號的唯一方法是提高兩個前端濾波器的選擇性。採用較大的第一中頻也有所幫助。在某種情況下,窄帶LNA同樣可以抑制第一鏡頻響應信號。

在第二鏡頻採用與圖2所示一樣的頻率圖(LO和IF頻率),見圖3。一個1,930.9MHz的帶外干擾信號差頻為第一IF級的99.1MHz信號(99.1=2,030-1,930.9)。有用信號差頻到100MHz。有用(100MHz)和干擾(99.1MHz)信號都將與固定的LO#2(99.55 MHz)混頻得到450kHz信號,這將降低載波干擾(C/I)比。在本例中,第二鏡頻的RF頻率位置是1,930.9MHz。衰減這種強干擾信號的唯一方法是要求第一IF濾波器提供足夠大的衰減(本例中在99.1MHz時應大於60dB)。在多數情況下,SAW IF濾波器能提供足夠大的衰減。為了達到如此高的衰減特性,須仔細設計濾波器的電路板佈線以使濾波器輸出和輸入埠之間具備較高的隔離度。否則,IF濾波器輸出+PCB總衰減可能會大於所要求的衰減電平。

半中頻寄生響應有時很難衰減掉(見圖4),其RF頻率位於第一IF頻率到有用信號頻率之間的中點。例如,半中頻位於1,980MHz,有用信號在1,930MHz,IF在100MHz。該頻率處於帶通濾波器的通帶內,所以兩個RF濾波器都無法抑制半中頻響應。

第一混頻器LO設定在2,030MHz,其二次諧波是2×2,030=4,060MHz。RF干擾信號(半IF)二次諧波位於3,960MHz(2×1,980)。LO和RF二次諧波混頻產生了一個會干擾有用IF信號的100MHz IF信號。這個(2,2)四階干擾(2×LO-2×RF)由第一混頻器的二階截點(IP2)決定。

如果有用信號頻率位於PCS頻段(1,960MHz)的中間,接收機半IF響應位於2,010MHz。輸入RF濾波器的通帶為1,930到1,990MHz,因而就可以提供所要求的衰減特性。

本文總結

第二部份將討論頻率合成器及其在設計實例中的應用,重點討論手機的發射部份、發射機設計折衷、手機接收/發射頻率圖,並介紹RF整合模組。

Eduardo Sztein是Nec美國系統/RF工程部門的高級工程師。他持有電機工程師學位,畢業於Buenos Aires大學工程學院電子系(MSEE),E-mail:edpasztein@prodigy.net。





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