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邁向4G無線通訊系統要考慮的5大關鍵技術

上網時間: 2003年10月11日     打印版  Bookmark and Share  字型大小:  

關鍵字:third-generation (3G) cellular service  第三代(3G)無線業務  fourth-generation (4G) network  第四代(4G)網路  base station 

無線業務提供商正逐步開始提供第三代(3G)無線業務。隨著接取技術的不斷進步,語音、視頻、多媒體和寬頻數據業務正逐漸整合至同一網路中。人們曾展望3G將成為真正意義上的寬頻業務,不過這一美好願望看來很難實現了。雖然按照協議標準,3G系統必須提供2Mbps的數據率,但實際上最多只能達到384kbps的速率。為實現真正意義上的寬頻無線業務,系統必須邁向至第4代(4G)無線網路系統。

這不單純只是個數位遊戲,因為4G旨在提供基於IP的低成本高速高容量業務。4G的目標是獲得高達20Mbps的數據率,而且即使在以時速200公?行駛的車輛上也能達到此速率。然而新設計技術要求實現4G性能所耗費的預期成本必須只為3G的十分之一。

藉由將單一的3G協議標準化從而實現向4G的躍進,這種方法的難度相當大,而如果不以一個協議為基礎,設計人員則將面臨更大的挑戰。表1比較了3G和4G的一些關鍵參數(4G尚不具備統一的規範,因此提出的參數主要參照研究報告),顯然其中部份標準還是相當令人滿意的。

多載波調變

為實現4G標準,需要一種新的方法,由頻分多路再使用技術派生出的多載波調變(MCM)正是實現此目標的一種潛在技術。MCM本身不是新技術,當前DSL數據機和數位音頻╱視頻廣播(DAB/DVB)就使用了各種形式的多載波系統。MCM是利用平行等頻寬子信道進行資訊傳輸的基頻技術,通常採用快速傅立葉轉換(FFT)技術實現。MCM在碼間干擾(ISI)環境下具有良好的性能並可避免單頻干擾,此外MCM增加了信號的峰值與平均值之比(PAVR) ,而且為了克服ISI必須為數據添加循環擴展(Cyclic Extension)或保護頻帶。

方程1描述了峰值與平均值之比,而MCM和單載波系統之間的PAVR差異則是副載波數目(N)的函數。





PAVR的任何提高都要求藉由增加系統的線性度來降低失真,然而降低PAVR的方法本身也有缺陷。其中一種技術對信號限幅,這將導致更高的非線性度。此外還可利用線性化技術,但這些技術將增加系統的成本並需要放大器進行補償。

循環擴展的原理如下:如果數據塊的初始長度為N,通道響應的長度為M,那麼循環擴展的碼塊新長度為N+M-1。該序列提交的圖像與信道卷積,這類似於由N個重複的初始塊所組成的周期性序列卷積。因此長度為N+M-1個採樣周期的新碼塊中不含ISI,而代價是增加功率並對數據增加的位進行解碼。在MCM接收機中只進行N次採樣,而剩餘的M-1次採樣則丟棄,信噪比(SNR)損失參見方程2。





表1列出了兩種可供4G選用的不同類型MCM,即多載波代碼碼分多址接取方式(MC-CDMA)和採用時分多址接取方式(TDMA)的正交頻分多路再使用(OFDM)。注意,MC-CDMA實際上是帶有CDMA重複佔位(Overlay)的OFD表1:3G和4G系統的關鍵參數。 M。

類似於單載波CDMA系統,用戶可藉由正交編碼的多路再使用來區分MC-CDMA用戶。在MC-CDMA中每個用戶可分配多個編碼,而數據可以時域或頻域擴展。上述兩種方式中多個用戶均可同時接取系統。

在帶有TDMA的OFDM中,用戶按分配的時間間隔發送和接收數據。同3G系統一樣,4G系統必須處理多址接取的干擾和定時問題。

帶有TDMA的OFDM和MC-CDMA之間的差異主要在於每個副載波使用的調變類型。通常MC-CDMA使用四相移鍵控(QPSK),而帶有TDMA的OFDM可使用高電平調變(HLM),如多級正交振幅調變(M-QAM)(這?M=4至256)。為了優化整個系統的性能,還可使用自適應調變,這?所有副載波QAM電平的選擇基於測量的參數。

現在從元件級來考慮這個問題。4G收發器的結構類似於任何其它的寬頻無線收發器結構,而與典型收發器的主要區別在於基頻處理。多載波調變信號將以寬頻高PAVR信號的形式出現在收發器的RF/IF元件中。基地台和行動終端的區別在於基地台可發送和接收╱解碼多個行動終端的信號,而行動終端通常只為單個用戶服務。行動終端可以是行動電話、電腦或其他個人通訊設備。

4G系統中RF和基頻之間的線路將更加緊湊,這樣類比數據變換為數位數據,或者數位數據變換為類比數據的速度都相當快,由此增加了系統的靈活性。典型的RF元件,如功率放大器和天線均需要複雜的信號處理技術來處理寬頻高速信號。

圖1顯示了典型收發器的RF/IF元件。在發送通道上,由於IF不變換同相和正交 (I&Q)信號,因此RF將I&Q信號變換並放大,然後再發送。在接收通道上,天線的射頻部份接收數據,然後進行過濾、放大和下行變換,使其應用於基頻處理。收發器提供功率控制、定時和同步以及頻率資訊。當使用多載波調變時,頻率資訊尤為重要。如果數據沒有正確地同步,收發器將無法對其進行解碼。

從高層的角度看,行動終端和基地台RF/IF元件的結構很相似,但兩者的總體結構和性能要求截然不同。兩者均需考慮性能和成本;而行動終端還需考慮功耗和規格。

4G系統的工作過程

圖2顯示了收發器基頻處理元件的頂層方框圖。假定4G建立在多載波技術之上,發送器和接收機的核心基頻元件是FFT及其反變換(IFFT)。在發送通道上,數據藉由產生、編碼、調變、變換、循環擴展,然後傳送至RF/IF元件;而在接收通道上,數據無需進行循環擴展,只藉由變換與檢測,然後進行解碼。如果數據是語音,還將發送至語音編碼器。基頻子系統將採用多個IC加以實現,這些IC包括數位信號處理器(DSP)、微控制器和ASIC。軟體作為收發器的一個重要組成部份,用以實現不同的算法、編碼和收發器的總狀態機。基地台中可包含若干個DSP,如果使用了智慧天線,那麼每個用戶都需要接取DSP並根據天線射束進行必要的調整。

接收元件

與3G相比,4G需要對接收元件進行改進,以實現期望的數據傳輸速率和通訊可靠性。如方程3所示,香農定理描述了可靠通訊必需的最小SNR。





這?C表示通道容量(即數據率),而BW表示頻寬。

3G中要在5MHz頻寬上實現2Mbps的數據率,SNR只需1.2dB。而4G中要在5MHz頻寬上實現20Mbps的數據率,所需的SNR約為12dB。這顯示由於4G中數據率有很大的提高,收發器系統應當具有比3G遠為卓越的性能。

在任何接收機中,影響效率和靈敏度的主要因素是噪音系數、增益、群延遲、頻寬、靈敏度、寄生抑制和功耗。4G也不例外,靈敏度可由方程4表徵:





這?Kto表示熱噪音(本方程中為-174dBm),BW表示接收機頻寬,NF表示接收機噪音系數,而SNRavgMCM表示MCM系統達到期望誤碼率所需的平均SNR。

對於使用5MHz RF頻寬、16QAM調變且其NF為3dB的4G系統,接收機的靈敏度為-87dBm,而3G接收機的靈敏度為-122dBm;兩者間的差異主要由調變和PAVR所致。這也說明了有必要藉由對信號限幅或編碼來降低PAVR。此外增益應當為線性,而群延遲在信號頻寬上也必須是均勻的。

接收機前端提供了從天線直至基頻處理器的信號通道,通常由帶通濾波器、低噪音放大器(LNA)和下行變換器組成。此外依賴於接收機的類型,可以存在兩個下行變換器(在超外差式接收機中),其中一個用於將信號變換至IF,之後信號進行濾波,並下行變換至採樣基頻位置或其附近。圖1:典型收發器RF/IF部份的基本RF/IF方框圖。(萸僻溫湮芞)

其他的接收機結構類似於零中頻(零IF或ZIF)接收機,都只具有一個下行變換器,這?數據將直接變換至基頻。接收機設計面臨的最大挑戰在於,必須以較低的工作功率實現所要求的靈敏度、互調和寄生抑制要求。

接收機的帶通濾波器

接收機的帶通濾波器是消除有害干擾和噪音的第一道防線,該濾波器必須能夠達到每個頻寬所需的截斷閘限。在4G實現中,最低頻寬可低至5MHz,而最高頻寬則可高達20MHz。如果濾波器只具有5MHz的頻寬,將不具備利用20MHz的功能。但是如果濾波器具有20MHz的頻寬而信號頻寬只為5MHz,額外的干擾將增加噪音並降低靈敏度。解決這個問題的方法是利用可調濾波器,如採用具有不同頻寬的濾波器組,並按實際需要選擇頻寬。

典型的LNA具有約為1dB的噪音系數以及約20dB的增益,因此必須綜合考慮增益和噪音以獲得最佳解決方案。LNA設定整個接收機的噪音系數,因為LNA是接收機最前沿的元件之一。由於信號具有較高的PAVR,LNA還必須具有很高的線性度來消除失真。

接收機的下行變換器在保証功耗最少的同時,還必須具有良好的線性度和噪音系數。寄生空閑動態範圍(SFDR)是測量混頻器部份線性度的一種方法,該方法與二階和三階互調分量,即IP2和IP3直接相關。

類比數位轉換器(ADC)是可能導致新系統中斷的關鍵元件。與ADC有關的系統問題包括是否採用過採樣、信號的PAVR、頻寬和採樣率。5MHz頻寬信號的典型採樣率為20MHz,如果使用IF採樣,那麼孔徑不確定性或信號抖動必須足夠小,從而抑制誤差。

動態範圍是另一重要因素。對於採用512點IFFT PAVR理論值的MCM系統而言,所需的動態範圍為80dB,即13位元。兩者間的關係如方程5所示,其中量化噪音由下述鏈路預算確定:





期望的量化噪音由平均信號功率與平均噪音頻帶密度之比確定,其中對於副載波、數據率(DR)和補償(通常為15dB),頻帶密度通常用dB(Eb/No)的形式進行測量。後面加上常數20dB是為了使量化噪音比系統噪音低20dB,而所需的位元數目可採用方程6進行計算。





方程中fs表示採樣率。如果信號帶有干擾或阻塞,ADC則需要更多的位元數,ADC的動態範圍可由15位元增加至17位元。

基頻處理

雖然目前尚未提出4G糾錯編碼,但可以肯定的是4G將提供不同程度的QoS,包括數據率和誤碼率。此外還有可能採用鏈接編碼形式,而鏈接編碼既可以是3G中使用的TURBO碼,也可以是塊碼和卷積碼的組合。這無疑增加了接收元件基頻處理的複雜程度。

4G基頻信號處理元件包括 ASIC、DSP、微控制器和FPGA。接收機從ADC中獲取數據並用來檢測正確的信號,此外還可使用像智慧天線和多用戶檢波這樣的基頻處理技術來減少干擾。MCM是一種基頻技術,副載波在發送器中採用IFFT產生,而FFT在接收機中用來恢復數據,此外還需要利用快速DSP分析來處理數據。

智慧天線可採用不同的算法,從而藉由調節射束模式對信號進行優化。智慧天線所需DSP數目取決於算法類型,其中兩類最基本算法是射束切換天線和自適應天線陣。射束切換天線從一套預先確定的射束模式中選擇其中一種,而自適應天線陣則動態地將窄射束導向多個用戶。一般而言,由於規格和功率限制,SA更多地應用於基地台,而非行動終端上。

多用戶檢波(MUD)可用來消除CDMA系統中出現的多接取干擾(MAI)。在了解每個用戶展寬波形的基礎上,MUD根據其他用戶測定信號並將其從期望信號中除去。行動設備通常在小區中不包含其他用戶的展寬代碼,因此MUD更多地只應用在基地台中,而且MUD可增加反向鏈路(行動終端至基地台)的容量。

發送元件

發送器的用途是產生和發送資訊。隨著4G數據率的增加,對未受干擾信號的需求也隨之成長。增加容量的一個有效途徑是增加頻率再使用,隨著小區規模為適應更多的頻率再使用而變得越來越小,基地台也要求變得更小。更小的小區規模只需較少的發送功率即可到達小區邊緣,儘管降低小區內的干擾要提高系統工程的品質。圖2:4G無線設計中收發器基頻處理部份的高端方框圖。(萸僻溫湮芞)

寄生噪音是需要考慮的另一重要問題。管理機構對在發送過程中可能超出分配頻帶範圍的有害噪音進行了嚴格要求,因為系統中過多的噪音有可能嚴重降低系統的容量。

在與4G關聯的更寬頻寬系統和高PAVR系統中,如果不利用線性技術(例如預矯正信號的PA)就很難達到卓越的性能。為了有效地完成這項工作,需要在RF和基頻之間設置反饋。完成反饋的算法在DSP中進行,這是基頻數據處理的一部份。

功率控制對在4G中實現期望的性能至關重要,因為這有助於控制較高的PAVR。由於在不同的速率和QoS要求下,不同的業務需要不同的功率電平,因此功率控制需要非常緊密的閉環。基頻處理不論對接收元件還是發送元件的處理都同等重要。如前所述,RF和基頻串聯產生4G信號,而4G發送器的基頻處理顯然比3G設計要複雜得多。

數位類比變換器(DAC)是發送元件的重要組成部份,需要較高的變換速度以使失真最小,特別是帶有MCM信號的高PAVR。通常數據需要額外採樣2.5至4倍;藉由增加DAC的抽樣率,即可降低採樣間的步長,由此使失真降至最低。

在發送元件的基頻處理部份,信號採用IFFT編碼、調變、變換,並添加循環擴展。動態數據包分配或動態頻率選擇技術可以增加系統的容量,行動終端的反饋需要實現上述技術,而基帶處理必須足夠快,由此支援高速數據率。

即使3G已經開始全面展開,系統設計人員和業務提供商仍期待著真正的無線寬頻網路系統。為實現4G目標,需要進行重大的技術改造,由此解決基頻處理和高PAVR信號較高頻寬中的密集算法問題。此外還需要應用創新技術幫助系統達到期望的容量和吞吐量。高性能信號處理可用於天線系統、功率放大器和信號檢測。

作者:Michael LeFevre


寬頻通訊系統工程師


摩托羅拉無線設備系統部


Email: michael.lefevre@motorola.com

Peter Okrah


4G系統技術研究經理


摩托羅拉半導體產品無線設備系統部


Email: peter.okrah@motorola.com





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