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如何選擇合適元件用於高速數位通訊系統的熱插拔電路設計

上網時間: 2004年02月15日     打印版  Bookmark and Share  字型大小:  

關鍵字:hot swap  communication  MOSFET  reliability  熱插拔 

目前有很多工程師在開發高速數位電路板,其中設計熱插拔電路以提高電路板功效是一件非常有挑戰性的工作。本文將介紹熱插拔設計基礎,說明不同類型熱插拔控制器的利弊,並詳細講述熱插拔三個關鍵元件的選擇過程,即類比控制器、功率MOSFET和功率感應電阻器。

雖然現在已有很多關注於熱插拔控制器設計文獻,但是熱插拔設計功能性、可靠性及難易程度還取決於在穩定狀態與短路條件下控制器和MOSFET的正確選擇。下面我們將對一個電路板設計實例進行逐步分析,並說明應用某些控制器時的設計複雜性。

基本熱插拔電路

圖1顯示了一個基本熱插拔電路,它包括一個熱插拔控制器(U1)、一個N通道功率MOSFET(Q1)和一個功率感應電阻器(Rsense)。

有兩種類型熱插拔控制器,分別是電壓控制型和電流控制型。電壓控制型對Q1的柵極慢慢充電,漏電壓跟隨柵極電壓變化。這種類型的問題是湧入電流不能直接控制,而取決於輸入電源的輸出阻抗和熱插拔負載的阻抗,可在MOSFET周圍加幾個分離元件限制湧入電流,因此還必須添加其它一些元件以便在出現故障時實現快速關閉。建議新設計不要採用這種結構,除非是在較低的功率水準上進行熱插拔。

電流控制熱插拔控制器至少含有一個線性電流放大器(LCA)。電流放大器可以感應Rsense兩端的電壓,並透過回拉Q1的Vgs以保持Rsense上的電壓,因而限制峰值湧入電流。由於湧入電流是可以選擇的,所以DC/DC轉換器輸入電壓的上升時間將主要由輸入阻抗決定。開機時湧入電流過衝擊主要取決於負載阻抗、所選擇的MOSFET、熱插拔控制器驅動器和熱插拔LCA的速度。

選擇熱插拔控制器

應選擇整合的熱插拔還是分離的MOSFET/控制器解決方案呢?讓我們首先考慮一下採用整合MOSFET的類比IC方法,可能要考慮的第一件事是整合系統IC與單獨的控制器和功率MOSFET的比較。對於-48V電信應用,目前市場上至少已有一種整合解決方案,就是來自Supertex的HV111。該元件在類比過程中整合了一個內建的旁路MOSFET開關,通常而言類比過程比功率MOSFET具有更高的Rds(on)與面積的乘積,這意味著對於相同的Rds(on)類比開關將佔用更多的空間,或者說在相同的面積內,類比開關將有更高的Rds(on),這對80V或100V開關尤其如此。HV111有一個額定80V的開關,典型Rds(on)為1Ω,最大Rds(on)為1.5Ω。圖1:一個簡單的-48V熱插拔電路。

如果負載電流為1A,則開關最大電壓降為1.5V,可能導致低壓鎖定,因此製造商將元件的額定值設為1.65A。由於負載為72W,峰值電流可能為2.8A,所以可將元件搜尋範圍收窄到外部電流控制器熱插拔或分開的功率MOSFET與Rsense。

那麼應使用什麼樣的電流控制器?由於主要關心的是系統可靠性,所以要尋找對過電流或短路響應最快的控制器,製造商把這個作為從Vsense高電平至拉回到閾值附近的MOSFET的柵極電壓或低tpHLsense的傳播延遲。製造商還可能標出控制迴路跨導dIgate/dVsense,它表示柵極電壓變化與Vsense電壓變化之比。另外還要看一下柵極驅動功能,以確定其可以產生或消除MOSFET寄生電容器。

下面我們比較一下故障響應速度和柵極驅動特性。具有較高下拉電流的快速元件在故障條件下功率消耗較低,很多控制器只解決通過控制器的時間延遲,經過MOSFET的開關時間則交由設計人員運算。

由於製造商標明的控制迴路速度各有不同,所以最好在工作台上用相同測試條件對幾個樣本進行比較。同樣,傳播延遲從檢測出故障開始,直到柵極電壓被下拉到類比電流設定點為止。

使用浮動控制器時,需要添加額外的電阻器,稱為Rshunt。如像UCCx921、ADM1070和LTC4151均為‘浮動’控制器,就意味著元件裡都含有一個電壓調節器,該調節器在地和-48V線路之間與一個分流電阻器串聯。UCCx921有一個最小9V的調節電壓,因此其Rshunt消耗的功率為:


PRshunt=(Vinmax-Vregmin)2/Rshunt


建議以最小Vin向調節器提供至少2.5mA偏流,因此


Rshunt=(Vinmin-Vrefmax)/2.5mA=35V/2.5mA=14KΩ。


使用10KΩ時,


PRshunt=(75V-9V)2/10KΩ=0.44W


所以應使用至少1W的電阻器。

此外,控制器可以讓整個線電壓通過其自身。例如ISL6141可以通過線電壓,其額定值為100V。為了承受可能時長為1μs的200V瞬時電壓,必須添加一個瞬時電壓抑制器以保護控制器。添加瞬時電壓抑制器並不總是一件簡單的任務,因為系統工程師經常不知道系統的最大瞬時電壓大小。

選擇Rsense

為了選擇Rsense的值,需要知道熱插拔電路所需的峰值電流。例如你正設立什麼樣的電源?它必須提供多大的峰值功率?製造商建議使用什麼輸入電容器或過濾器?

電路板將插入-48V背板中,所以要一個1.2V輸出和60A峰值負載或72W轉換器。和大多數電源製造商一樣,建議在電源的Vin(+)接腳和Vin(-)接腳之間加一個220μF電容器,輸入線電壓可以在-75V至-35V之間,製造商指定在60A負載時最大輸入電流為2.8A。另外你也可以自己運算該電流,最大輸入電流出現於負載功率最大且輸入電壓最小時,即


IInput max=Pout max/(Vin min×η)


=72W/(36V×0.72)=2.8A


其中η是該線路和負載條件下的最差效率。

選擇MOSFET

根據要滿足的技術規格,ETSI ETS300 132-2(100V瞬時電壓持續100ms)或Bell Core Gr-513-CORE電信規格均可保証抵抗持續10ms-75V、持續10μs-100V和持續1μs-200V電湧。如果系統規格是承受100ms 100V電壓,則需選擇一個100V MOSFET,我們希望熱插拔MOSFET上的電壓降最小,同時使功率損失也最小。非故障條件下MOSFET的最大功率損失為:


P=Imax2×Rds(on)


如果考慮使用D2Pak封裝的NTB52N10,其額定值為100V BVDSS,則在Vgs=10V時最大Rds(on)為30mΩ。最大Pwr(on)損失


P=Ipk2×Rds(on)max=2.82×0.03=0.24W

短路時的安全性

負載短路時,全部Vin都加在MOSFET上。這是最糟糕的情況,電流只受MOSFET Rds(on)和熔斷絲電阻的限制。從控制器的技術規格出發,假定你正使用一個具有3μs傳播延遲的控制器,用於響應故障並下拉MOSFET基準以維持類比電流限制,則最壞情況下的電流為:


Ifaultworstcase=Vinmax/(Rds(on)+Rfuse)=75V/(0.030+0.035)=1154A

當然,隨著MOSFET溫度上升,其Rds(on)也將上升,最後從MOSFET曲線的線性區移到飽和區,MOSFET將自行限制到180A左右,短路時的功率為:


Pwrshortcircuit=Vinmax×Imax=75V×180A=13,500W

現在市場上有很多熱插拔控制器出售,請密切注意所選擇的電流驅動控制器的速度和驅動能力。Rsense電路斷路器限制電壓設為可接受的電大輸入電流,同時必須檢查短路情況下MOSFET的最差結溫,它必須低於最大額定作業結溫以確保設計安全可靠。

作者:Suzanne Nee


策略行銷經理


ON Semiconductor





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