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開關模式GaAs功率放大器在WLAN設計中大放異彩

上網時間: 2005年02月01日     打印版  Bookmark and Share  字型大小:  

關鍵字:GaAs  功率放大器  開關模式  反饋  前饋 

高速/高頻混合訊號半導體製程技術的最新發展促成完全整合的WLAN(WLAN)發射器的問世,尤其是採用運算產生調變技術的發射器。全整合發射器與運算產生調變技術的結合又推動了高效率開關模式功率放大器在先進調變方案中的應用,這種應用在以前認為是不適宜的。這一發展為‘用非線性元件實現線性放大(LINC)’功率放大器架構提供了一顯身手的舞台,該架構能夠在高數據速率的WLAN應用中實現最高的效率、輸出功率和性能。

圖1:D類放大器的電壓配置。

基於LINC的功率放大器架構將開關模式功率放大器與附加運算引擎的使用結合起來,以放大具有相位調變和幅度調變的訊號,如正交幅度調變(QAM)和多載波正交頻分多工技術(OFDM)。多載波調變方案(如OFDM)對收發器的類比RF部份有嚴格的線性要求。對收發器中的功率放大器而言,由於相應的高輸出功率水準要求,這一嚴格的線性度要求就顯得更加苛刻。混合訊號IC出現以後,便可在基於附加的運算引擎,將整合線性化技術用於功率放大器。

上面所提到的是將RF與運算電路整合在單個CMOS(或Bi-CMOS)晶片中。與之不同,基於外部砷化鎵(GaAs)的功率放大器具有一些顯著的優點。本文將探討獨立GaAs功率放大器相對於整合矽方案的好處,之後將介紹三類GaAs開關模式放大器,透過功率放大器的配套CMOS(或Bi-CMOS)收發器晶片中適當的LINC運算電路,它們可與先進的調變方案(如多載波調變)配合使用。本文還模擬了工作於5GHz的F類開關模式功率放大器的性能。

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圖2:D類放大器的電壓及電流波形。

GaAs功率放大器優點分析

儘管矽CMOS功率放大器對全整合發射器似乎很有吸引力,但外部GaAs功率放大器除具有底板隔離之外,還提供其它一些顯著優點。

GaAs放大器最大的優點是具有更高的載波行動性,因而可獲得比矽更高的ft和fmax ,並允許在任何特定頻率上使用具有更高擊穿電壓、外形更大的元件。這進而又允許在任何特定的輸出功率下使用更高的偏置電壓及相應更低的電流。低電流可減少源極和漏極寄生電容器,這類寄生電容器限定了高工作頻率,為開關模式放大器帶來了很大問題。

GaAs的跨導gm也比矽CMOS要高得多。跨導越大,放大器每階獲得的增益就越大。這樣,對於任何特定的增益要求就可使用更少的階數,因而減少晶片面積並降低系統整體成本。

圖3:E類放大器的電壓配置。

與矽CMOS元件相較,GaAs pHEMT元件的輸入阻抗匹配要更容易,因此可降低多餘的不匹配功率損耗,減少被動匹配電路所需的晶片面積,並進一步降低整體成本。

GaAs製程所用的金屬層(金)比矽CMOS所用的金屬層(鋁和銅)具有更低的阻抗。因此,被動匹配電路中的螺旋形電感和MIM電容器可提供更高的Qs和更低的損耗。與矽相較,這種GaAs半絕緣底板也是這種電感及MIM電容器具有更高Qs和更低損耗的一個原因。

最後,這種半絕緣底板還可減少電晶體的源極和漏極寄生電容器,因而使GaAs元件在特定的頻率下具有較矽CMOS更高的效率。

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圖4:E類放大器的電壓及電流波形。

綜合上述優點,可以清楚地看出GaAs製程在微波功率放大器的應用中具有很大的優勢。除了獨立的線性放大器外,GaAs在開關模式功率放大器的應用中也體現出強大的優勢。由於在配套的CMOS(或BiCMOS)收發器晶片中使用了適當的LINC運算引擎,這些開關模式功率放大器對高速數據速率應用中的高級調變方案而言很有吸引力。

開關模式功率放大器

在WLAN設計中,有六類GaAs功率放大器:A類、B類、A/B類、D類、E類及F類。開關模式D、E和F類放大器比其同類線性A、B或A/B類放大器具有更高的效率,但輸出阻抗很低或是時變的。這時,如果輸出端子上有壓降,則可透過限制(或不允許)電流通過主動元件來獲得高效率。如果有電流流過該元件,則可透過限制(或不允許)其輸出端子上的電壓來提高效率。

再來仔細看看D、E和F類放大器。圖1所示為一個D類放大器的變壓器耦合電壓開關配置,其電壓及電流波形如圖2所示。

在圖1和圖2中,輸入訊號Vin及其互補使兩個電晶體交替開和關。下面的電晶體處於‘開’狀態的半個周期內,其漏電壓為零。這時,變壓器初級線圈下半部份產生電壓Vcc,該電壓根據匝數比(n/m)在次線圈上變換為電壓(n/m)Vcc。因此,上面的電晶體的漏極電壓為+2Vcc。

在上面的電晶體處於‘開’狀態的半個周期內,變壓器初級線圈上半部份產生電壓Vcc,根據匝數比,該電壓在次線圈上變換為-(n/m)Vcc。因此,下面的電晶體的漏極電壓為+2Vcc。

圖5:F類放大器的電壓配置。

次級電壓是一個方波,其基頻透過輸出共振器,產生一個正弦輸出電流。在輸出線圈上,兩個‘半正弦波’在其上半部份和下半部份交替流動(因而透過上面的電晶體和下面的電晶體交替流動),因此輸出線圈支援該正弦輸出電流。由於漏電壓為零時電流會流經每一個元件,而漏電壓為+2Vcc沒有電流流過,因此這些元件不會吸收功率,其效率從理論上來說可達100%。

儘管D類放大器的效率理論值可達100%,但其實際應用仍因漏極(或集電極)寄生電容器而受到限制。這種寄生特性阻止了電壓波形的及時開/關,導致電流流經電晶體的同時在電晶體輸出端產生電壓。

如果負載中包含大的電抗元件,則會出現類似的效應。這時,漏電壓波形仍然是方波,但輸出電流則產生了相移。因此,當導通時,每個元件上都會流過負電流,它會對寄生電容器充電並產生電壓突波。

D類放大器的寄生電容器問題在E類放大器架構中得到了解決。

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圖6:F類放大器的電壓及電流波形。

圖3所示為一個單端E類放大器,其電壓及電流波形如圖4所示。

這?,一個串聯調諧LoC0電路將漏極與負載相連,一個旁路電容器C接地。該旁路電容器由電晶體寄生電容器和另一個電容器組成(該電容器的作用是,當漏極存在電壓時,確保電晶體中無電流通過)。使漏極電壓不斷變化,而不是像D類放大器那樣將其僅侷限於方波,便可達到這一理想的狀態。應注意的是,這樣會產生顯著的漏電壓過衝,必須使過衝電壓低於該元件的擊穿電壓。

要達到最佳性能,當元件導通(並開始產生電流)時不僅其漏電壓必須為零,漏電壓斜率也必須為零。這樣可保證來自旁路電容器的電流為零,因而也保證電晶體導通時漏電流為零。由於轉換中的漏-源電壓及漏電流均為零,因此該元件的功耗可忽略不計。

儘管E類放大器的效率從理論上可達到100%,但因抑制諧波需要較高的Q值,因而限制了其效率,這使漏電壓值低至0V,並且與時間的斜率為零。至於D類放大器,負載電抗的變化可能在部份RF周期內產生負的漏電壓和/或漏電流。

F類架構可避免這些問題,以及D類出現的一些問題。圖5所示為一個單端F類放大器,其電壓及電流波形如圖6所示。

F類放大器的負載網路在一個或多個諧波以及基波中會產生共振。圖5中的電晶體是一個電流源,可產生半正弦波。輸出中的基頻調諧電路可將所有的諧波旁路到地,因而產生一個正弦輸出電壓。但是,三次諧波共振器具有高阻抗(在第三次諧波),可使該元件的漏電壓維持三次諧分波量。第三次諧波相對於基頻的正確幅度及相位可降低漏電壓,因而獲得更高的效率。

圖7:工作於F類模式和5GHz的0.5微
米GaAs MESFET元件模擬情況。

本文使用安捷倫的‘高級設計系統EDA’工具來模擬工作於F類、5GHz的0.5微米GaAs MESFET(圖7)。這?的漏極偏壓為5V,柵極偏壓為12V。

從圖中可見,當輸入柵極驅動電壓Vgate從1.8V的峰值上升到2.7V時,Vdrain逐漸變為方波。這是由於三次諧分波量的幅度和相位逐漸變為F類作業所需的正確值。一旦通過F類放大器的共振器部份以後,該方波漏電壓將轉換成正弦輸出電壓Vout

圖7的表中還列出了F類放大器進行F類作業時的模擬效率及輸出功率。模擬效率為86.919%,完全符合F類作業的預期理論值。

功率放大器線性化技術

跟線性功率放大器一樣,在基於LINC的架構中採用開關模式功率放大器也有線性化要求,以便為OFDM等先進的調變方案提供高性能。線性化可補償AM至AM失真(壓縮)及AM至PM失真,因而可提供干淨的輸出訊號,具有極低的帶外發射及帶內誤差向量幅度(EVM)。

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圖8:帶頻率轉換的反饋

幾種傳統的技術適用於克服發射器中的線性度問題,如反饋、前饋及預失真。如下文所述,每一種技術都有其自身的優勢及侷限。功率放大器線性化技術的正確選擇取決於能是否能夠相對輕鬆地應對這些不同的侷限。

在RF功率放大器中採用反饋技術並不容易。對於極不線性的功率放大器,必須實現很高的環增益才能達到所需的線性度。迴路不穩定性由寄生耦合、封裝寄生及瞬態電流的各種共振引起,因此反饋功率放大器可能會受到自發振盪的影響。

不過,反饋技術可成功用於組合的上變頻器/功率放大器。此時,由於將大部份環增益分配給了更低的IF頻率(這些頻率不易產生共振),高環增益問題可得到緩解。

圖8示出了一個將環增益分配給較低IF頻率的場景。從圖中可以看出,一部份輸出功率被下變頻到最初的IF頻率。結果,該迴路將盡量使VRF調變等同於VIF調變。

為保證穩定性,對於環增益大於1的任何頻率,閉環相位不允許達到180度。為實現這一目標,可對參考頻率LO(用於對RF進行下變頻)的相位θ進行設置,以確保其具有安全冗餘。一個重要的問題是θ值取決於溫度、處理參數及輸出功率,因而難以保證其穩定性。

針對結合了獨立正交訊號上變頻的收發器的反饋技術已被嘗試用於普通的功率放大器。這?,反饋迴路中的正交下變頻將RF重新轉換成為兩個正交IF分量,準備與最初的兩個正交IF訊號進行比較。由於複雜度的增加,以及對溫度和製程較敏感,這種架構並未被廣泛採用。

非線性放大器的輸出電壓波形可以看作是輸入訊號的放大複製品與一個誤差訊號的合成。前饋架構可以確定這一誤差,並將其從放大的輸出波形中去除(圖9)。

圖9:前饋功率放大器架構圖。

從圖9可以看出,一個等於功率放大器增益的因子削弱了該功率放大器的部份輸出訊號。被衰減的輸出訊號與最初的輸入訊號進行比較,以產生一個誤差訊號。最後,該誤差訊號按功率放大器同樣的增益進行放大,並從其輸出訊號中被剔除。在高頻下,如5GHz,前饋架構中的兩個放大器都具有明顯的相移。這種相移必須使用兩個即時延遲單元進行補償。

與反饋架構不同,前饋技術天生很穩定,即使每個元件存在較明顯的相移。但是,被動即時延遲單元會產生損耗,所能達到的線性度取決於每個減法器的訊號的增益及相位(即時延遲)匹配。

假設增益失配為5%,相位失配為5度,則該互調產品的功率抑制將被限制為20dB。最後,為了不影響總的輸出功率,輸出減法器必須具有低功耗特性。

預失真架構可提供飽和功率放大器的反向輸入/輸出(I/O)功能。預失真電路可在應用於功率放大器之前,為大振幅訊號提供增強的增益。另外,預失真電路還可提供反方向相位變化,以補償任何與振幅相關的插入相位。

預失真電路可工作於功率放大器的RF頻率,或者在上變頻之前工作於IF或基頻頻率,如圖10所示。如果預失真電路在上變頻之前採用,則既可以類比實現,也可以數位實現。

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圖10:預失真功率放大器架構圖。

由於預失真不採用任何閉合反饋迴路,因此沒有任何穩定性問題。但是,要獲得精確的功率放大器反向輸入-輸出函數,則需大量的系統級及數位和RF IC設計專業技術。

本文小結

與相應的整合CMOS(或Bi-CMOS)元件相較,獨立的GaAs功率放大器具有許多顯著優點。配套的接收器晶片中的運算引擎推動了開關模式架構等各類功率放大器的應用,儘管先進的調變方案一般還沒考慮採用這類放大器。另外,配套的接收器晶片的運算引擎還可將線性化技術應用於功率放大器。

儘管D、E和F這三類開關模式放大器從理論上講都具有極高的效率,但D類的應用受其漏極(集電極)寄生的侷限,E類的應用則受限於其高Q要求及對負載變化感應。如果F類應用於適當的收發器架構並採用合適的製程實現,則可提供滿意的性能,包括極高的效率。

對於採用先進的調變方案且具有大的峰-均值比的無線設計,功率放大器的線性化對於獲得高效率及低功耗十分重要。三種常用的線性化技術(反饋、前饋及預失真)各自都有其獨特的工作要求及侷限。

作者:Jim Wight


首席架構師


Email:jwight@icefyre.com


IceFyre半導體公司





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