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測試與測量  

用於精確功率測量的二極體感測器技術

上網時間: 2007年01月30日     打印版  Bookmark and Share  字型大小:  

關鍵字:二極體感測器  功率測量  熱電堆  ARMMS  GMSK 

業界對數據率日益增高的需求,正使最初用於PMR設備的FM等簡單?定封包調變方式開始朝GMSKCDMA和N-QAM等更複雜的調變方式轉移。本文將分析現代通訊系統對功率測量的需求,並介紹功率測量技術以及在進行功率測量的過程中存在的誤差和不確定性。另外還闡述了CDMA和N-QAM系統的均方根(RMS)測量,並介紹測量不同類型訊號的兩種感測器技術。

像北美窄頻CDMA標準IS-95或3GPP WCDMA標準等CDMA訊號具有大量的振幅內容。一般而言,峰值到平均功率的比值最小為10dB,最高可能為16dB。這種振幅變化致使傳統的CW線性校正二極體感測器不再適合這些類型的測量。

射頻鏈路已經採用了通常是64 QAM或256 QAM的N-QAM調變方式以提高數據率。其它如WLAN標準等較新且數據率較高的系統也採用了64QAM,以獲得最快的數據率。這些系統的符號率通常高於大多數目前常見的峰值功率計頻寬,而RMS測量可對系統功率作出精確和經濟的指標。

功率測量技術已經確定了三類主要的功率感測器設計:熱感應電阻、二極體和熱電堆或席貝克效應(Seebeck effect)。熱感應電阻傳統上一直用於標準的轉換,而非作為針對系統和設備的常規測量,因為它們的功率處理能力相當有限。

基於二極體的感測器包括兩種不同的形式:僅基於平方律的感測器和線性校正寬動態範圍感測器。最近,也推出了第三種的二極體感測器,即基於多個二極體的感測器。

熱電堆或席貝克效應感測器根據熱電偶原理工作,並取決於輸入訊號的熱效應。這使其成為測量N-QAM等複雜波形之實際RMS功率的理想選擇,因為無論加在載波上的調變方式有何不同,它們都能針對輸入波形的實際RMS值作出反應。

熱電堆感測器具有不錯的返回損耗,它可以減少測量的不確定性。唯一的缺點在於其動態範圍有限,且與二極體感測器相較反應速度較慢。而Anritsu公司的快速熱感測器則具有4ms的反應時間。


圖1:熱電堆感測器


圖2:MA2481B通用感測器

圖2所示為熱電堆單元和二極體檢測器的反應。傳統的二極體檢測器通常工作在平方律區域,因此其動態範圍被限制為50dB;或採用線性校正技術以擴展其動態範圍。這種技術受到功率計速度的限制,不適合系統傳輸符號率遠超過功率計採樣率的應用。

如圖2所示,可看到二極體平方律從-70dBm擴展到約-20dBm。通用感測器利用三條二極體路徑構成的平方律區域來製成一種涵蓋+20dBm~-60dBm動態範圍的實際RMS感測器。在二極體對之間有兩個轉換點,第一個轉換點大約在-3.5dBm,第二個轉換點則在-23.5dBm。

當輸入功率達到+20dBm~-3.5dBm範圍內時,具有40dB衰減的檢測器A路徑便會被選用。因此,在二極體上的訊號電平變化範圍是從-20dBm到-43.5dBm。而當輸入功率範圍在-3.5dBm~-23.5dBm之間時,便可選用具有23dB衰減的檢測器B。此時,二極體上的訊號電平變化範圍將在-26.5dBm~46.5dBm之間。

而最後一對二極體-即檢測器C只有6dB的衰減,且在輸入電平下降到-23.5dBm以下才運作。在二極體上的訊號電平變化範圍約從-29.5dBm到-66dBm。系統架構圖如圖3和圖4所示。


圖3:MA2481B通用感測器


圖4:通用感測器的實體佈局

那麼,這三對二極體在執行時的優勢為何?我們擁有一個實際RMS範圍達到80dB的感測器,這對測量可覆蓋寬動態範圍之UE所產生的WCDMA訊號非常有用。當然,僅採用兩對二極體路徑就可能製作類似的感測器。二極體的平方律區域為50dB,所以如果具有兩個路徑,其中每一個都可執行在40dB範圍內,這就足以製作一個動態範圍80dB的感測器。

然而,讓我們比較兩個感測器的噪音性能。對兩個路徑的感測器而言,在-20dBm的中途轉換點時,二極體上的輸入功率等於-60dBm,此點的噪音會對測量造成嚴重影響。而對三路徑感測器而言,在任一轉換點的最低訊號都是-46dBm,所以訊噪比要比採用雙路徑的方法好得多,因而可提高測量速度,但精確度較低。

測量誤差和不確定性可分成四個受影響的主要區域:功率計、校正器、感測器,以及被測元件的一些特性,如匹配和偽訊號輸出。我們將依次考察這些領域,以分析它們對功率測量的影響。

圖5是一個現代功率計的典型結構圖。


圖5:Anritsu的ML2437A功率計的簡化結構圖

輸入訊號被放大後,經過類比數位轉換器的轉換,而後再由DSP處理。在傳統功率計中,放大器的每一個量程設定通常採用十倍量程。對寬動態範圍功率感測器的需求導致必須採用動態範圍更大的類比數位轉換器,且各量程的涵蓋範圍通常大於10dB。

Anritsu的功率計則具有5個放大器量程,增益最小的兩個量程是直流耦合,並具有對GSM應用快速反應的優點。其它三個量程是交流放大器,它們與感測器中的一個斷路器配合使用。這些量程被用於測量低電平訊號,在此,穩定性、噪音和漂移是主要的參數。因此,如果減少這些量程的頻寬,便可改善噪音性能。

儀器的精確度

該功率計的儀器精確度小於0.5%,可被視為一般誤差。如果從作為一款基頻電壓量測系統來看的話,這通常是一般功率計的性能。在採用具有更高解析度的類比數位轉換器後,如量化誤差與零殘留(carry over)等一些通常會影響該數字的參數均已大為降低。

最低的增益量程通常具有最大的動態範圍。讓我們分析量化對於該增益量程的影響,因為該影響是最重要的。

在這個量程上,A/D轉換器的最大輸入電壓是4.5V。轉換器為16位元的A/D轉換器,所以,解析度為每位元68.6uV。該量程必須處理的最小訊號約為80mV,這相當於1,200位元的A/D轉換器。因此其量化誤差小於0.09%,且不必當成獨立項目來處理。其它的放大器量程具有更小的動態範圍,所以量化誤差要小得多。

零位調整和漂移

這是調零過程中的殘留效應,其在一小時內的漂移採用最大平均法來測量。對於該參數的規格要求是誤差項在最敏感範圍內小於滿量程的0.5%。對於本文已討論過的兩個感測器,最敏感的量程達到10dB。

針對快速的熱感測器,零位調整等於0.05mW;而針對通用二極體感測器,零位調整等於0.05nW。隨著功率電平在最小量程內降低,零位調整和漂移的影響更為重要。對於已公佈的動態範圍內最低階的訊號,其影響小於5%。

校準器功率參考

功率參考為功率計提供一個可追蹤的0dBm參考電平,以校準感測器。該參考校準源於國家標準,可被視為具有+/-1.2%峰值的精確度,或一年內具有0.9%的RSS。我們要考慮的其它誤差是感測器之間存在的校準與參考失配。該參考具有小於1.04的VSWR(電壓駐波比),而該數值有助於減少這種誤差。對於考慮採用的兩個感測器誤差則為0.31%。

功率感測器

功率感測器對不確定性預算的影響有5個因素:

1. 線性度:感測器具有線性規格,它是與理想功率測量設備之間的測量誤差;

2. 溫度係數:熱電堆和二極體單元兩者都具有溫度係數。Anritsu的感測器對溫度漂移進行單獨校正,並具備基板上的小型熱敏電阻,可作為計算校準的功率計。由於校準無法盡善盡美,因此仍然存在殘餘誤差;一般情況下,該誤差在寬溫度範圍內約小於1%。

3. 失配:它是在測量時感測器和被測設備之間的不確定性。這常常是誤差預算中的最主要因素,即使各感測器之間可相互匹配。

4. 校正因子的不確定性:這是感測器和校正因子的校正系統間失配的函數,它受到被測感測器的影響。例如38GHz的快速熱感測器校正因子不確定性為3.62%,而2.2GHz的通用感測器具有0.6%的校正因子不確定性。

5. 噪音:這取決於感測器的類型和施加的訊號電平。針對熱電堆單元,隨著訊號電平的減少,噪音會增加。針對通用感測器,必須考慮每一組二極體上向著量程轉換點處增加的噪音。在量程轉換之後,訊息噪音比就得到改善。功率計訊號通道對感測器的整體噪音性能影響相對較小。

平均化則可減少噪音,Anritsu ML234X功率計提供幾種平均化方案。在較低功率下,有一種自動增加平均的工具,可保持在較高功率電平上的快速反應。

失配

當進行一次測量時,這可能是對誤差預算的最大影響因素。這種失配誤差是由感測器和訊號源的阻抗失配引起。在通用術語中,感測器是被動的語意,往往可比主動源元件具有更好的匹配特性。反射波與發射波以向量方式疊加,因而產生駐波。感測器將檢測到這一點,但是,不可能探測到最大和最小的位置。因此,當考慮失配誤差時,我們總要採取最壞的情形。

描述失配程度的方程式如下:

其中s是訊號源。l是負載,這就是感測器的例子。

採用一種衰減器可改善失配誤差。在Anritsu的功率計中,有一種工具可容許用戶輸入具有衰減值的表格,並應用到測量之中。精確的衰減器能被校準到0.05dB或1.15%。如果採用非精確性的衰減器,那麼,校準誤差可能大於你所尋求的失配改善情形。

諧波和偽訊號


圖6:因訊號源和感測器之間的失配所引起的誤差表面

在功率測量上的另一個誤差來源就是諧波和偽訊號。平方律感測器將把其通帶內所有訊號的功率疊加。

對大多數專為滿足政府或國際規格要求所設計的系統中,這些訊號對測量的影響是可以忽略的。然而,對於在不完全的系統或子系統部份上所做的測量,由於缺乏濾波措施,這些訊號可能導致更多的誤差。例如,假設本地振盪器透過混頻器產生泄漏,那麼,在主訊號上的頻率成分就僅會低至20dB。

感測器將把兩個功率疊加在一起,在兩個訊號存在的情況下,將導致額外的1%誤差。如果我們看另外一個例子,這次放大器的訊號被壓縮。在這種情形下,諧波輸出可能僅比載波小10dB,因此將為讀數添加額外的10%誤差,這與系統中其它的誤差相較顯得很大。

在多載波測試過程中,這種真實RMS感測器的特性具有較大優勢。若選取兩個相距幾MHz的載波,峰值電壓將為2V。基於二極體的峰值功率計便會把這個讀數讀為4倍功率,而真實RMS感測器將正確地把組合訊號識別為2倍功率。

那麼,讓我們看看這些誤差對兩種測量情形的影響。在兩種情形下,我們都將假設訊號源具有1.5的VSWR,且該訊號的偽輸出是可忽略的。

1. 在+10dBm採用通用感測器對2.2GHz WCDMA訊號進行測量;

2. 在+10dBm採用熱感測器測量38GHz射頻鏈路;

在這兩種情形下,我們假設在測量上的噪音和零漂移效應都是可以忽略的。

表中顯示了疊加在線性和RSS模式中的不確定性。


表1:兩種測量情況的不確定性

線性總和假設最壞情形的誤差總要相加。RSS總和採取這樣的觀點:由於訊號源的誤差源於不同的實體機制,那麼假設它們在最壞情況下平均起來不會疊加就是合理的。

當處理非實體相關的不確定性總和時,許多公司和不確定性方案採用了這種方法。如果我們要從這些頻率和功率電平中增加我們對不確定性的瞭解,那麼,最好的辦法是透過3D繪圖來展示這一點。

對於不採取平均處理的通用感測器而言,圖7顯示了在室溫下不確定性的總和。


圖7:通用感測器MA2481B的不確定性表面,最壞情況已經被疊加

最壞情形已經被疊加上去了。圖中可看到噪音對二極體每一條路徑的影響。利用大小適度的平均處理,在轉換點上的噪音可以被減少到微不足道的水平。在低功率電平上,噪音是最大的一個影響因素。

圖8顯示了熱電堆感測器在整個運作頻率範圍內的不確定性。


圖8:熱感測器的不確定性表面被平均化處理,RSS誤差已經被疊加

在此情形下,訊號源匹配一直固定在1.2,所以由失配引起的不確定性已經被減少了。不確定性已經被當作RSS來疊加。在低功率電平上不確定性的增加主要是由零位調整參數引起的。這種與頻率相關的紋波是由於整個範圍內變化之校正因子的不確定性所引起的。

2.5%的不確定性是圖8中的最低不確定性,剛好高於+/-0.1dB;而8%的不確定性則是圖8中的最大不確定性,為+0.33/-0.36dB。

本文小結

利用合適的感測器技術,便能對具有複雜調變的訊號進行精確的真實RMS測量。本文介紹了在測量功率時計算不確定預算過程中所需考慮的各種因素。

在高訊號功率層級中,最重要的影響便是失配,而這可利用如精密的衰減器等匹配技術進行管理。而在低功率層級中,最重要的影響則是噪音,而這可透過在功率計上選擇適當的平均條件來管理。

作者:Michael Osoba

產品行銷工程師

Anritsu公司




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