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功率技術/新能源  

以追蹤電源提高訊號鏈性能

上網時間: 2011年05月05日     打印版  Bookmark and Share  字型大小:  

關鍵字:運算放大器  追蹤電源  直流偏置電源  ADC  感測器 

作者:Scot Lester

應用工程師

德州儀器

在許多運算放大器電路中,直流偏置電源會影響運算放大器的性能,特別是在搭配高位元數的類比數位轉換器(ADC)共同使用或用於感應感測器電路的訊號調節時。直流偏置電源電壓決定放大器的輸入共模電壓以及許多其他規格。

在上電期間,必須協調直流偏置電源的順序來防止運算放大器閉鎖──它可能會破壞、毀損或者阻止運算放大器正常執行。本文解釋了追蹤電源對運算放大器的重要性,並介紹了一種利用一般不具追蹤能力的線性穩壓器輕鬆建置一個追蹤分離電源的方法。

為一個運算放大器供電有兩種常見方法。第一種也是最簡單的方法是使用一個單一正電源,如圖1(a)所示。第二種方法使用一個分離(雙)電源(如圖1(b)所示),它同時具有一個正電壓和一個負電壓。這種分離電源在許多類比電路中都非常有用,因為它允許包括零電壓電位的輸入訊號或者在正與負之間搖擺的輸入訊號。


圖1運算放大器供電選項。(圖:單電源、分離電源)

不管使用哪一種方法,輸入共模電壓都由電源電壓決定。輸入共模電壓只是兩個電壓的算術平均數。方程式1適用於運算輸入共模電壓,其中VP為正電壓軌的值,而VN為負電壓軌的值。

就一個單電源系統而言,VN始終為零,因為運算放大器的負電源軌連接到接地電位。

方程式1

利用圖1所示數值,單電源運算放大器具有一個7.5V的輸入共模電壓,而分離電源運算放大器有一個0V的輸入共模電壓。

一些運算放大器可作業於單電源結構,也可作業於分離電源結構中。一些運算放大器甚至可以與非對稱分離電源(VP大小與VN不等)一起運作。在所有的情況下,設計人員都必須驗證運算放大器是否能支援期望的電源配置結構。

另外,許多運算放大器都具有使用分離電源的特點。因此,如果一個運算放大器專為單電源結構中分離電源執行而設計,則可能會存在一些性能差異。

使用對稱分離電源時,正負電壓必須互相追蹤,特別是在電路初次上電時。追蹤電源是一種調節其輸出電壓至另一個電壓或訊號的電源。對於大多數運算放大器而言,正電源電壓與負電源電壓應該始終保持大小相等而極性相反。

另外,也可以對負電源進行調節,使其與正電源大小相等而極性相反。兩種方法都會產生相同的上電波形。

如果兩個電源並非大小相等而極性相反,則運算放大器可在上電期間閉鎖。閉鎖可能會毀壞、損壞或者阻止運算放大器的正常執行。

圖2顯示一個典型運算放大器電源電路的示意圖。此處,一個開關電源提供一個正18V和一個負18V。兩低壓降(LDO)線性穩壓器進一步將±18V調節至±15V。該LDO一般安裝在電源和運算放大器之間,旨在降低開關電源產生的高頻開關雜訊。LDO具有較高的電源抑制(以比率表示,PSRR),其減弱了寬頻頻率下LDO輸入的雜訊。


圖2運算放大器的典型電源結構。(圖:開關電源)< /i>

這樣可協助為運算放大器提供低雜訊電源。運算放大器還具有自己的PSRR,一般都在80dB以上。然而,運算放大器僅在數千赫茲頻寬時具有高PSRR,因此LDO用於提供高達數百千赫茲頻寬的高PSRR。

圖2所示電路本身沒有追蹤能力。在上電期間,無法確保每個LDO與另一個LDO大小相等而極性相反。上電期間每個LDO的輸出電壓都由所有的軟啟動電路、限流、負載電容器、負載電流以及輸入電壓決定。

因此,在啟動時兩個電壓大小不同而極性也不相反是可能的。另外,LDO上電並提供穩定的DC輸出以後,它們仍然可能大小不等,因為每個LDO都具有自己的輸出電壓精密度,而且反饋電阻會因其容差而稍微不同。

除了上電期間的閉鎖問題以外,如果每個電源的最終工作DC電壓隨時間而變化,則電源會對系統性能產生影響。電源輸出會因線電壓、負載電流變化和溫度變化而不同。電源輸出會在其精密度規格內有所不同,一般為額定輸出電壓的3%到5%。

儘管這些電源電壓的變化很小,卻可能改變運算放大器的輸入共模電壓點,通常被建模為運算放大器輸入的額外補償電壓。因為運算放大器有高PSRR,因此建模補償電壓等於輸入共模電壓變化值除以運算放大器的PSRR。方程式2適用於運算電源變化引起的運算放大器輸入的補償電壓。

方程式2

如方程式2所示,PSRR以分貝表示,它可以在大多數運算放大器產品說明書中找到。方程式2表示以運算放大器輸入為參考的補償電壓。用方程式2所得結果乘以運算放大器增益,運算放大器輸出可參考補償電壓。

由於運算放大器的PSRR進一步降低了電源的微小變化,因而可能發生錯誤而得出以下結論:電源電壓的微小變化在系統中影響極小或者沒有影響。作為一個定量舉例,我們可對一個全差動運算放大器進行分析,並將訊號緩衝至一個24位元ADC。

圖3顯示一個使用全差動運算放大器的簡化示意圖,例如:OPA1632,其配置為一個為24位元ADC(例如:ADS1271)提供訊號的增益緩衝器。該電路是ADC評估電路板的簡化示意圖。運算放大器由LDO供電,其線壓、負載和溫度精密度為3%。LDO的輸出電壓針對±15V標準值進行配置。

圖3:運算補償誤差影響的示例電路。
圖3:運算補償誤差影響的示例電路。

如果每個LDO的輸出電壓均恰好各是+15V和-15V,則共模輸入電壓剛好為0V。就此例而言,如果0V在其輸入端,那麼便可自ADC讀取零計數。如果電源大小相等而在運算放大器輸入端缺乏訊號的情況下,從ADC讀取的也是零計數。

然而,假設正電壓LDO輸出增加3%,仍然沒有超出LDO規格。使用15V輸出時,這3%的變化等同於電源電壓從450mV上升到15.45V。根據數據表,運算放大器的典型PSRR為97dB。

方程式2現在可用於決定運算運算放大器輸入的補償電壓。在運算放大器輸入有一個額外的3.178μV失調電壓。由於運算放大器被配置為一個單位增益緩衝器,因此該3.178μV也存在於輸出,並施加於ADC。ADC的全程輸入範圍為±2.5V,因此每個ADC位相當於298nV。

使用電源產生的補償電壓,ADC現在讀取11個計數,而非零計數。電源在讀取ADC計數中導入了一個DC補償誤差。該誤差會因LDO輸出電壓而不同,而LDO輸出電壓又隨時間、溫度、負載電流和輸入電壓而變化。這使得難以透過校準去除誤差,也更難決定ADC的四個較低位元。

提高LDO追蹤和精密度(或者漂移)性能的一種簡單方法是將圖2所示電路修改為圖4所示電路。附加放大器U1和四個電阻需要進行2倍增益配置。額定值條件下,R3和R4之間的節點應為0V。因此,R1的值必須等於R2,而R3的值必須等於R4。


圖4添加追蹤的電路。(圖:AC/DC或DC/DC開關電源)

圖2中,每個LDO的反饋網路都連接至接地。圖4中,反饋電阻連接至接地,且由U1的輸出驅動。現在,如果任何電源改變其輸出電壓,則差異出現在U1的非反相輸入上,並被增益至原來的2倍。由於U1的輸出同時驅動兩個LDO反饋網路,因此同時對兩個LDO實施校正以強制其輸出大小相等。

必須注意圖4所示電路。U1的輸出可驅動至接近或者等於為U1供電電源軌的電壓。如果使用輸入源的±18V為U1供電,則輸出可驅動至高達18V的電壓。該18V輸出應用於LDO的反饋接腳,其可能超出其絕對最大電壓額定值。我們可以添加箝位二極體,在LDO的高動態負載環境下、短路條件下或者上電期間保護LDO反饋接腳。

圖5顯示的是加裝追蹤電路和保護二極體的LDO示意圖。為了讓示意圖更易於理解,U3的每

個電源軌的10μF旁路電容器都已不再使用。


圖5:帶電壓保護的LDO追蹤電路。

圖5所示電路使用一個如TPS7A3001等可調節、負輸出電壓LDO線性穩壓器,以及如TPS7A4901等可調節、正輸出電壓LDO。U3、R7-R10和C3均為增加的組件,用於追蹤。R1、R2、D1-D5均為增加組件,用於將反饋接腳的電壓控制在其各自產品說明書額定的絕對最大電壓範圍內。

所有其他元件一般都是為了支援LDO,例如輸入和輸出電容器以及反饋電阻。所示LDO可支援±36V範圍的輸入電壓,但由於TLE2141運算放大器的建議電壓極限,該電路的輸入電壓降低至±22V。可以選擇更高電壓的運算放大器,以覆蓋LDO完整的±36V輸入範圍。

在兩種LDO反饋控制方案中,追蹤電路都形成了一個附加電壓迴路。所增加的運算放大器U3的頻寬需要由C3降低,以維持系統穩定性。U3頻寬需要至少為最低LDO電壓迴路的1/10。這就意味著U3一般只會有幾千赫茲的頻寬。因此,它將不會加到系統的高頻PSRR。LDO的PSRR主要決定系統的高頻PSRR。

總結

本文的討論清楚地說明了DC偏置電源如何影響運算放大器的一些性能參數。使用本文提供的方程式,可實際測得並計算出這些影響的大小,以確定其在類比系統中的影響。此外,本文還有助於瞭解,添加一些附加元件來為運算放大器建構一個追蹤電源能夠減少輸入補償電壓的多少,可以建立正確序列來減少閉鎖問題的發生,還能提高用於運算放大器DC偏置電流源線性穩壓器的整體電壓精密度。





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