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放大/轉換  

高性能數據採集系統的建立

上網時間: 1999年11月01日     打印版  Bookmark and Share  字型大小:  

關鍵字:數據採集  微控制器  模擬到數位  轉換  DAC 

一個數據採集系統的複雜程度可能不亞於與中心電腦連接的分佈式傳感器網路,也可能簡單到僅是一個在儀表上顯示測量數據的傳感器。對於每種系統,都須評估和權衡其成本/效益。單從成本角度考慮,可能會傾向於簡單的解決方案,但仍須考慮其它一些因素。

系統要求

對於基本系統(圖1),其要求是按照性能和成本的比較逐一確定的。系統必須是16位元以上,能處理2.5V的差分輸入,而且在沒有單5VDC電源的情況下也能工作,成本必須控制在10美元以內。性能和成本的要求往往是矛盾的,但只要稍微發揮一點創造力就可滿足其要求,甚至做得更好:即在不增加最終材料成本的基礎上把決策功能整合進傳感器電路中。藉由對測量值和預定範圍內的值進行比較,並標識出超出範圍的狀態,就可以增加這項複雜的功能。


圖1:這個DA系統在模擬前端與一個傳感器介面。輸出可能是一個簡單的狀態指示,或者是串列數據。電源可由AC電源轉換而得到,

還可實施電源頻率監控以改善系統性能。

這類數據採集(DA)系統的基本構建模組是模擬轉換和處理功能。該系統的最簡單形式包括:一個ADC處理傳感器輸入轉換,一個微控制器處理數據。現今的ADC和微控制器性能比以前已有極大的改進。這些改進使得上述系統的整合得以實現,但也付出了代價,因為在提高性能的同時也增加了整合這兩種功能的複雜程度。只有開發出真正整合的單晶片系統方案,這一問題才能解決。本文所闡述的就是一個低成本、高性能的DA系統,它能充分利用每個器件的特性。

靈活的器件特性

系統的核心是一個ADC,即Burr-Brown的24位元Δ-Σ轉換器ADS1212,以及Microchip Technology的微控制器PIC16C54C。

Δ-Σ ADC可提供很多傳感器應用所需的高解析度和良好線性度。有效解析度可以直接從轉換器的輸出數據測出,以位數的均方根值表示。如果噪聲為白電平,須從有效值中減去2.7位元以便轉換成峰-峰值或無波動位值。

為達到最佳解析度,器件應該以最高器件頻率和最低數據輸出率工作。器件頻率和加速模式速率(turbo mode rate)控制著調制器採樣頻率(加速模式可設定調制器頻率)。抽樣(decimation)率可控制數據輸出率。如果轉換器工作在2.5MHz,加速模式為16,數據輸出率為100Hz,則有效解析度約為22有效位,轉換成無波動位值約為19.3位元。如果器件頻率降到1MHz,加速模式為16,數據輸出率為100Hz,則解析度下降到21有效位,無波動位值約為18.3位元。事實上,在低頻率下工作會更好一些,這樣可以降低系統功耗和開關噪聲。

具有了這種靈活性,就可以確定能滿足系統要求的器件頻率。同時,為了提高或降低有效解析度,還可以藉由軟體在數據輸出率和加速模式速率間進行折衷。另外,ADS1212可進行內部自校準以消除元件引入的誤差,從而提高了有效解析度。利用系統校準可修正系統偏移和增益誤差。

其它要求

對2.5V的差分輸入信號,要求4階增益,因此須用到板上可程式增益放大器(PGA)。應當注意加速模式速率和PGA的乘積不得超過16。在這種場合下,將PGA限定為4,加速模式速率也限定為4。ADS1212中的數位濾波器是一個sinc▲3▲低通濾波器,其-3dB截止頻率等於0.262×數據速率。因為輸入信號是DC信號,所以信號的頻率響應下降不是問題。可以在輸入端加一個反偏(anti-aliasing)低通濾波器以隔離ADC和緩衝器。

轉換器的輸入阻抗決定於PGA、加速模式數和器件頻率,並由下式給出:

AIN=[(1MHz/F?XIN?)*20▲6▲/(PGA*TMR)] (1)

其中:TMR=加速模式速率

因此,輸入阻抗為1.2MΩ,這對大多數傳感器應用已經足夠。

器件內部參考可提供約20有效位,所以內部參考電壓可以滿足系統的要求(圖2)。


圖2:系統介面包括三根線:SDIO、SCLK和_DRDY。微控制器的時鐘也可驅動ADS1212時鐘。ADS1212有一個前端、低通、反偏濾波器來緩衝ADC轉換器的輸入。狀態指示可以是離散或串列的數據。

進一步規範了模擬要求之後,現在來看看模擬部份和數位部份是怎樣結合在一起的。在這一方面微控制器的几個重要特性起了重要作用。

器件運行時功耗很小,通常工作電流小於2mA。為進一步降低功耗,微控制器和ADC都帶有休眠模式(sleep mode)。在極低功耗的應用中,轉換器甚至可藉由微控制器的I/O引腳供電。比如,微控制器可以停止給轉換器供電並進入休眠狀態。因此唯一的電流就是微控制器的待機(standby)電流,從而降低了功耗且延長了電池壽命。

微控制器所需的時鐘可以從一個簡單的RC電路獲取。這個時鐘在CLKOUT引腳輸出,可以用來驅動轉換器的XIN。這樣不僅節省了兩個單獨的晶振,而且保証了微控制器與時鐘同步。但有一點需特別注意,如果用簡單的RC電路來做系統時鐘,那麼其頻率將隨電壓和溫度的改變而變化。這不算什麼問題,除非需要濾除工頻干擾,況且也可以用ADS1212的關鍵特性之一加以解決。

轉換器中的數位濾波器可根據Δ-Σ調制器的最近結果來計算輸出值。所用的調制器結果數取決於指令暫存器中抽樣率的設置。最簡單的理解可以認為數位濾波器將調制器結果取平均值並將其作為數位輸出。

抽樣率決定了所用的調制器結果數,加速模式率越高,調制器運行得就越快。這些與轉換器時鐘頻率一起決定了輸出數據率。而且,因為轉換結果只是一個平均值,所以數據速率決定了數位濾波器中結果凹陷(notch)位置所在。如果輸出數據速率為60Hz,那麼60Hz的輸入頻率在一個16.7ms轉換周期當中的平均值將為零(圖3)。


圖3:抽樣比率、調制結果和轉換器時鐘頻率決定了輸出數據速率。因為轉換結

果本身是一個平均值,所以數據速率決定了數位濾波器中結果凹陷的位置。

這種辦法可以利用數據速率在數位濾波器響應中設定特定的凹陷頻率。對某一特定應用,若在50Hz或60Hz數據速率下的有效解析度不足夠的話,仍可讓轉換器工作在30Hz、20Hz和15Hz等頻率上以濾除電源的工頻。原因是濾除基本頻率的信號也會濾除基本頻率的倍頻。所以如果我們設定數據輸出速率為10Hz,它會濾除10Hz的倍頻頻率,如20Hz、30Hz、40Hz等等。這樣,對50Hz和60Hz信號的濾除都可以用設定10Hz的數據輸出速率來完成。如果需要更高的數據速率,電源工頻要麼在轉換前用濾波器濾除,要麼在轉換後用微控制器實現的數位陷波器濾除。要做到這一點最簡單的方法是求微控制器中多個結果的平均值。如果數據輸出速率為240Hz而需要濾除60Hz的工頻干擾,可以將數據除以4來獲得60Hz濾除信號。

濾除的工頻頻率=數據輸出率的頻率/採樣次數

現在,如果RC回路既驅動微控制器又驅動轉換器,頻率也可以變化,並且需要濾除某個特定頻率的工頻干擾,那麼系統如何工作?

答案是在微控制器的I/O引腳上使用引腳保護來完成簡單的過零(zero-crossing)檢測。當外加電壓過高時,這些保護電路可將輸入與電源短路,從而保護IC不受干擾脈衝的損害。在每個輸入端,保護電路由兩個大p-n結二極管組成,可以限制任何比V?DD?高的電壓加到V?DD?電源端,或者任何比V?SS?低的電壓加到V?SS?電源端。器件僅消耗几毫安的電流而不會影響晶片的正常工作。所以只要電流有一定限制,高電壓就可以直接加在I/O引腳上。

可能出現的器件故障分析

這個電路中最便宜的限流方法是採用一個高阻值電阻。電源被電阻限流,然後電壓被微控制器內部的輸入保護二極管鉗位。對於115VAC/60Hz、在32μs內從0V上升到2V的正弦波,I/O埠上的2V門限可獲得約30μs的過零檢測精度。如果I/O引腳的電容為5pF,則R應該小於或等於6MΩ(t=RC)以達到最佳的過零檢測精度。115VAC的電壓加在5MΩ的電阻上會將電流限制在32μA,該值完全處於器件的安全範圍內。

直接與AC電源相連的器件的可靠性一直是個問題。可能的故障形式有兩種。首先,串聯電阻可能短路而燒壞微控制器。但對電阻來講,這種故障出現的可能性不大。與變壓器和電容這類用於測量線參數的可選元件相比,電阻的可靠性要高得多。將兩個電阻串聯會進一步提高其可靠性,因為只有兩個電阻同時短路,才會引起故障,但這種可能性極小。

第二種可能出現的故障是流入器件的電流過大,導致保護二極管開路。這會使輸入電壓達到電源電壓峰值(162V),造成輸入電晶體門氧化物短路而引起器件故障。注入I/O引腳的最大連續電流限定為±500μA。

使用過零檢測實際上增強了系統的靈活性。系統可以對任何電源頻率進行自我調整並自動濾除與電源有關的噪聲。

微控制器和轉換器之間的通訊由一個簡單的三線介面實現。包括用來標志通訊開始的_DRDY (Data Ready)信號及表示SCLK的SDIO信號。正常工作條件下,監視_DRDY線的下降沿,它表示新數據已放到DOR(Data

Output Register)中,可以由微控制器接收。在這種情況下,因為_CS(Chip Select)保持低電平,器件處於連續讀模式,可以連續讀取數據。如果必須改變配置,可以傳送軟體復位信號給須重新配置的部份。

這種利用兩個高性能器件(微控制器和DAC)構建的完整DA系統有著很高的性能價格比。

欲了解更多資訊請聯繫作者Robert Schreiber,

Tel: 1-520-7467883;

E-mail: schreiber_robert@burr-brown.com

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