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基於IC的熱插拔保護電路應用

上網時間: 2003年01月25日     打印版  Bookmark and Share  字型大小:  

關鍵字:熱插拔  保護電路  ESD  突波電流  電流檢測 

電路上電或熱插拔時會產生很大啟動電流和電壓波動,這些現象將影響設備的正常工作,甚至導致整個系統的損害。傳統採用分離元件的保護電路具有可靠性低、維護成本高等缺點,本文介紹的基於IC的熱插拔保護電路在很少的周邊元件下可以實現更高安全性和更低的整體成本。

為了滿足特殊應用的要求,許多系統配置了ESD保護和抗突波電流、過流、欠壓、過壓等保護電路,有些保護電路與特殊的工業或產業標準相關,有些則符合特定的標準,如:UL、USB、IEEE、CSA或IEC。熱插拔電路主要用於保護設備或作業人員,一些電源內部具有可調節的限流功能,以避免在上電時損壞設備。一般的RAID以及電信設備都具有熱插拔保護,以便於改變電路板或磁碟驅動器。

熱插拔電路的最低要求是提供突波電流限制,防止在大的容性負載加電時整個系統損壞。限流功能還有助於減少供電電源的尺寸,並防止在連接器接觸時產生電弧。其它熱插拔特性還包括:低等效串聯電阻、斷路器、狀態指示、雙插入點檢測和電源就緒指示。保護電路增加了零配件數量和系統成本,並延長了開發周期和系統測試時間。但是,另一方面,保護電路實現了以低成本減少了設備在執行過程中所存在的隱患,如設備損壞、系統癱瘓延誤工期、人員傷害而引發官司、設備替換,並減少了維修費用和技術維修人員的工資等。圖1:典型的熱插拔控制電路。

在系統中添加熱插拔電路後,減少了突波電流和主電源,可以採用更小的濾波電容器,這樣彌補了增加成本的缺點。熱插拔電路為系統帶來的其它好處還有:較細的連線和電路板佈線,可以採用廉價的小型連接器,電源通道上允許採用通用的小尺寸元件。

最簡單的限流元件是保險絲,它可以單獨使用或與其它保護元件配合使用,由於保險絲可以有效地防止過流的衝擊,它們在系統中既是必須的(如UL標準的規定),也是系統遇到災難性故障時的最終防線。標準保險絲的主要缺陷是只能一次性使用,另外一種可替代的小型元件是多重保險絲,這種保險絲的實體尺寸可以根據流過其自身電流所產生的熱量而膨脹或縮短,多重保險絲的工作電壓範圍受溫度的限制,但它能夠自復位,這是相對於標準保險絲的最大優點。圖2:具有檢流和2A限流功能的熱插拔電路。

普通熱插拔電路由電容器、齊納管和FET構成,如圖1所示。通過對連接在Q1柵、源極之間的電容器C1充電達到限制突波電流的目的。如果上電期間C1放電,Q1的柵極與源極相當於短路,Q1將維持開路。C1充電時,Vgs增大,Q1緩慢開啟。C1的大小和Q1的Vgs指標確定了Q1的開啟時間和負載電容器C2的充電時間。齊納管ZD1用於防止柵-源電壓超出其最大額定值。圖1中Vgs的最大值是±20V,不能承受24V的工業電源或48V的通訊電源電壓。周期性地開關電源時,負載電容器會放電,而C1保持有足夠的電能維持Q1導通,如果在這種狀況下接通電源,將有較大的突波電流流過負載,使得熱插拔保護電路的限流特性大打折扣。圖1電路的另一個不足是:限流功能只在上電時,並且C1放電後起才有效,否則,將無法在過流或短路時為系統提供保護,這也是採用保險絲的主要目的。

另外一種熱插拔電路採用PNP電晶體(Q1)和檢流電阻(R1)提供連續的電流檢測和限流功能,見圖2。上電時,電流通過R1和Q2流入負載,如果電流足夠大,在R1上產生的偏置電壓使Q1導通,則Q1通過降低Q2的柵源電壓制約Q2的導通過程。注意,利用一個如圖1中的齊納二極體可以增強Q2的柵源保護能力,防止Q2因柵源電壓超出其額定值或Q1的Vce超出額定值而損壞。該電路的最大好處是始終保持限流功能有效,但由於增加了電阻R1使系統功耗增大。另外,在-40℃至+85℃溫度變化範圍內,隨著Q1 Vbe的變化,限流值將會改變±20%。圖1中的齊納管應該具有足夠小以便保護電晶體,但是還要有足夠高的耐壓保證在整個負載電流範圍內FET能夠完全導通,並且使導通電阻Rds(on) 最小。

基於IC的熱插拔電路能夠在極小的封裝內提供多種功能,而且只需要少量的外部元件。圖3是一個低電壓熱插拔電路,只需一個限流電阻R1和一個工作在2.7V至13.2V的串聯調整管。該電路具有突波電流限制和兩級過流保護:大電流故障時的快速響應和小電流、非連續電流故障下的慢速響應。圖3的電路提供了連續的電流監測功能。與分離方案相較,基於IC的熱插拔電路具有更高的初始精密度和較好的溫度特性。圖2中PNP電晶體的Vbe溫度漂移典型值是2mV/℃,當溫度在-40℃至+85℃範圍變化時,輸出電壓大約變化±120mV。圖3中的U1在快速響應和慢速響應下的最大漂移分別為±6.5mV和±20mV。圖3:基於IC的熱插拔電路。

在一般的電晶體指標中很少給出Vbe參數,而圖3中的U1則有準確的電壓閘限定義,而且閘限電壓較低,為50mV,僅有0.6V Vbe的1/12。因此可以採用較小的檢流電阻,並且功耗更低。另外,基於IC的熱插拔電路還具有圖1和圖2電路無法提供的功能,包括:

可以使用低成本的N通道MOSFET;


提供狀態輸出;


能夠響應低電平和高電平故障;


提供上電控制接腳(ON),適用於負載控制或雙卡插入時的口線檢測。

圖3中的U1在檢測到故障狀態時能夠閉鎖負載電源的開路狀態,充當一個斷路器。如果需要自動重試和感應電壓保護功能,可用MAX4272或MAX4273熱插拔控制器替換圖3中的U1。

基於IC的高壓熱插拔控制器在SOT23封裝內整合了更多的功能,圖4中的熱插拔控制器MAX5902可工作在9V至72V電壓範圍,只需一個外部P通道MOSFET(Q1)即可實現基本作業。該電路不需要外部檢流電阻限制突波電流或檢測故障狀態,而是利用MOSFET(Q1)的導通電阻Rds(on) 作為電流檢測元件。

圖4中,U1在系統上電時斷開MOSFET,而且當ON/OFF接腳為低電平或電源電壓低於欠壓閉鎖閘限,或當晶片溫度高於+125℃時,MOSFET將保持開路狀態。如果不存在上述情況,U1將在延遲周期結束時逐步導通MOSFET(Q1)。在MOSFET導通過程中,U1緩慢提升Q1的電壓,允許負載供電電壓的上升速率為9V/ms。限制突波電流的電平與負載電容器和固定的電壓上升斜率成比例:ILIMIT=ILOAD圖4:專用熱插拔IC。 ×9V/ms。負載電壓最終設立後,U1通過監視Q1兩端的壓差(ILOAD×Rds(on))檢測故障狀態。如果壓差超出了斷路器的閘限值,U1將切斷Q1,立即斷開電源與負載的連接。

與分離元件方案不同的是,圖4電路具有熱切斷保護、欠壓閉鎖輸出保護和由ON/OFF接腳控制的切斷功能,以及電源就緒狀態指示,U1可提供斷路器功能,斷路器具有自動重試或開路狀態閉鎖。對於採用-9V至-100V供電的設備,如-48V的電信設備,可選用MAX5901替代圖4中的U1。

綜上所述,基於IC的熱插拔控制器與分離方案相較具有更多的優勢,儘管分離方案成本較低,但如果考慮整個系統的穩固性和系統的研發周期、維修費用,分離方案可能具有更高的系統成本。較大的主電源和更堅固的連接器是導致分離方案在實際實施中成本提高的主要原因。另外,分離方案還缺少狀態指示、熱切斷保護、欠壓閉鎖,以及用於負載控制或電路板卡插入檢測的開關控制輸入。

作者: Mark Pearson


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