變壓器中頻匹配技術與分離元件式巴倫方法比較

高線性度主動混頻器IC的性能及整合度繼續在提高，儘管單端RF及LO輸入埠正成為標準，但中頻(IF)輸出變壓器的整合很困難，且對於全差分IF架構來說並不理想，但很多系統仍要求採用單端IF輸出。本文提出了基於變壓器的IF匹配技術與基於分離元件式巴倫(BALUN)方法，並對兩者進行性能、成本和尺寸上的比較。

高線性度主動混頻器最近的性能改進得到無線及有線基礎系統整合商更多的關注。與傳統被動混頻器相較，良好設計高線性度主動混頻器擁有以下幾種優勢：低本振(LO)泄漏電平；低本振驅動電平；更高輸出訊號電平；解決方案尺寸更小。低LO泄漏的實現是由於採用了平衡電路拓樸，以及採用近乎完美及可重覆的IC對稱版圖設計。

在UHF及微波頻段，低噪音放大器(LNA)、濾波器及壓控振盪器(VCO)等一般都為單端。因此，早期的高線性度主動混頻器要求為RF及LO埠使用外部變壓器，因而增加了整個解決方案的成本及尺寸。現在，單端50ΩRF輸入可以整合RF變壓器，而整合放大器使單端LO輸入實現成為可能，此類放大器可精確地將單端輸入轉換成用於驅動雙平衡混頻器開關核心的差分輸入。

在典型的IF輸出頻段，SAW濾波器、放大器及ADC等均可採用差分介面，因此無需使用IF變壓器。但很多系統仍然要求採用單端IF輸出。由於成本、實體尺寸及製造可變性等因素，在這些應用中利用變壓器來執行差分至單端轉換並不理想。而且，由於在晶片上實現VHF變壓器所需的面積很大，故對這些應用中所使用的IF輸出變壓器進行整合併不實際。而執行差分至單端轉換的內部IF放大器則可以在某些低功率主動混頻器中實現，但在高線性度應用中的表現並不佳，除非在IF放大前能對混頻器輸出進行濾波。

變壓器IF匹配

圖1所示的LT5522為一款帶整合變壓器RF輸入的高訊號電平下變頻混頻器。在1.2GHz至2.3GHz的頻帶內，其射頻埠在內部實現匹配。只需在RF輸入上使用一個旁路元件，即可在低至600MHz或高至2.7GHz的頻率上工作。LO輸入經過內部匹配，以用於從400MHz至2.7GHz的單端50Ω工作。差分IF輸出阻抗在內部被設置為400Ω電阻與1pF電容器並聯的阻抗網路。圖1為一種由L1、L2及C4組成的簡單三組件低通IF匹配網路，可將內部400Ω差分輸出阻抗轉換成240MHz中頻頻率上的200Ω差分阻抗。而變壓器T1則將200Ω差分IF輸出轉換成50Ω單端輸出。每一集電極開路IF輸出從T1中心抽頭上吸取15mA的DC偏置電流。

圖1所示的低通匹配組件是基於圖2所示的阻抗變壓器。假設使用4:1變壓器，則IF輸出匹配的頻寬很寬，這要歸功於阻抗變換器的低Q值(Q=1)。

分離元件式巴倫IF匹配

低通IF匹配與變壓器可用如圖3所示的分離元件式巴倫來代替。L與C值被運算成可在IF頻率上實現180°的相移，並轉換阻抗。整個應用方案如圖4所示，其中240MHz巴倫由L1、L2、C4及C6構成。L3取消了內部1pF電容器，並給IF+接腳提供偏壓，C7則為一個隔直電容器。

與變壓器相較，此分離元件式巴倫的頻寬較窄。如果不要求50Ω端接電阻的話，則可透過提高負載電阻來增加頻寬。

性能測試

兩種IF匹配技術的測量性能列於表中。

這兩種方案最大的不同是，用分離元件式巴倫測得的LO-IF泄漏較高，與使用變壓器方案的泄漏相較為-32dBm比-58dBm。由於分離元件式巴倫的元件值僅在240MHz中頻上最佳化，因此會有較高的LO泄漏。變壓器匹配方案的IIP3相對要高1.2dB，因為變壓器在互調音訊上的混頻器輸出呈現出一個寬頻及平衡阻抗。相反，採用分離元件式巴倫方案的變頻增益則相對要高0.8dB，因為可消除變壓器損耗。

從兩種匹配技術的RF性能與IF輸出頻率的關係比較可以發現其最大的不同在於NF。分離元件式巴倫匹配在所需240MHz中頻的±20MHz頻寬內具有更好的NF，但隨著IF頻寬的增加而迅速變差。而變壓器匹配則在所顯示的整個100MHz IF頻寬內都具有良好的NF。

本文小結

當IF頻寬小於20% IF頻率時，分離元件式中頻巴倫匹配技術是混頻器應用中變壓器匹配方案的一種良好替代。在此頻寬內，最主要的性能下降是LO-IF泄漏。對於較寬的IF頻寬而言，NF會增加得太高，故此時應採用變壓器匹配方案。

Tom Schiltz

凌特公司