增強模式pHEMT MMIC簡化GPS LNA設計

先進的半導體製程，如安捷倫的增強模式pHEMT等，使單晶片微波積體電路(MMIC)能夠以低電壓執行、耗電量低，並且具有低NF和高線性性能。由於大多數MMIC具有內部偏壓和反饋電路，這些元件上的阻抗匹配更加簡便，用這種元件設計GPS低噪音放大器(LNA)可顯著減少元件數量，適合可攜式應用。

圖1：MMIC LNA(左)與典型分離LNA(右)的對比。

許多GPS接收機LNA的設計是基於分離的解決方案。LNA設計人員不願從分離式解決方案轉換到基於MMIC的解決方案，其原因是使用電晶體的分離式解決方案會使放大器的NF與MMIC LNA相較較低。但是，分離式解決方案也有自己的缺點。在設計具有緊密電路並需要能快速上市的現代可攜式應用中，採用分離電晶體設計高性能LNA的傳統方式正產生迅速的變化。雖然分離式設計仍可提供最佳的NF性能，但新型MMIC，如安捷倫的MGA-61563等，卻具有很好的噪音性能，同時具有使用MICC的許多優勢，如：

1．在非常廣的頻率範圍內具有無條件的穩定性；

2．整合的電流鏡簡化了偏置電路設計；

3．內部反饋使得在更大的頻寬範圍內更易於實現阻抗匹配；

4．高線性性能和低噪音；

5．增強模式FET只要求單一的正供電電源。

圖2：1.575GHz條件下S₁₁、Γ_opt和噪音圓周的位置。

與傳統的分離方法相較，上述所有長處都將轉化成一個元件數量較少、設計週期更短的緊密電路。圖1為MMIC解決方案(左)與典型分離解決方案(右)的比較示意圖。很明顯，利用MMIC方案產生的解決方案體積更小，這正是空間受限的可攜式應用所需的。

本文透過設計實例展示了在GPS LNA設計中使用MMIC方案的優勢，這裡選擇安捷倫的MGA-61563。首先將對低電流下該元件的S參數進行分析，並展示良好的穩定性。然後討論了為達到最佳噪音性能同時保持良好的輸入和輸出VSWR而匹配輸入的簡便性。由於回損、NF和增益的要求在不斷變化，文中還討論了另外兩個問題：1. 最佳的可能輸入與輸出回損匹配(如共軛匹配)；2. 為獲得更好的輸入回損對NF進行折衷。最後，簡要討論了使這種基於MMIC的GPS LNA處於軟體控制之下的各種可行方法。

選擇主動元件

了解了主要性能要求如NF、回損、增益和IIP3之後，選擇LNA元件是設計LNA的第一步，也是最關鍵的一步。雖然典型的元件技術手冊也提供元件的性能參數，但這些參數的規定頻率通常與LNA的設計目標不同。因此，在預測最終LNA噪音係數、回損、增益和穩定性時，需要一套準確的元件S參數和噪音參數。這個GPS LNA設計實例的目標是NF< 1.1dB、增益>13.0dB，且+3V供電電源電流低於10mA。盡量減少LNA的零組件數量也是一個重要需求，還應該考慮到MMIC要具有較低的Fmin、參數S22接近Smith圖的中心等。

圖3：元件穩定性模擬。

MGA-61563在10mA條件下的噪音參數顯示，在1.5GHz條件下Fmin為0.91dB。忽略最終放大器的輸入回損，將PCB輸入軌走線和輸入匹配節點的損耗考慮進去，如果LNA的輸入匹配調整為最低NF，則最終放大器的NF應該低於1.1dB。除了該元件在1.575GHz時的|Γopt|非常接近Smith圖的中心以外，該頻率下的S22還顯示出較低的反射值|S22|=0.175。這顯示最終放大器在輸入調整為最小NF時，其輸出結果很可能具有較好的VSWR，無論有無最低的阻抗匹配。圖2中還根據1.575GHz條件下MGA-61563噪音參數獲得的等NF圓進行快速圖形分析。可以看出，輸入端的串聯電感能使源阻抗充分地接近Smith圖上Γ_opt點。

然後將MGA-61563的S參數輸入安捷倫的ADS模擬系統對穩定性進行模擬檢查。此時，考慮PCB過孔對放大器穩定性的影響十分重要。應該注意，技術文件上公佈的S參數是在特定的設置中測量的，沒有考慮不同變量對最終LNA PCB的影響。所以，雖然元件的S參數顯示出無條件的穩定性，具有過孔的實際LNA PCB上的元件穩定性可能或不能表現出無條件的穩定性。幸運的是，圖3中的模擬情況和圖4中的結果都顯示，該元件在很廣的頻率範圍內具有無條件的穩定性。因此，此設計案例就不需要分離設計方案中的穩定性所要求的阻尼電阻，因而有助於減少最終LNA中的零組件數量。

用簡單模擬來預測放大器的性能

圖4：低頻穩定條件下增加阻尼電阻
前後元件的穩定性。

為了使放大器的NF最小化，輸入匹配電路應該調整以便在MGA-61563輸入端呈現Γ_opt。圖2顯示了Smith圖上1.575GHz條件下Γ_opt(0.185(63.67()和S₁₁*的位置。圖5是可以快速設定的模擬，用來預測輸入調整到Γ_opt時最終LNA的增益和回損情況。圖5中的L2和C3將50Ω埠阻抗轉換成接近Γ_opt的點。

注意，圖5中模擬電路的用途僅僅是預測LNA的增益和回損，並快速確定元件決策的合理性。該模擬中不需要考慮電路板走線和元件寄生阻抗問題。圖6中的模擬結果顯示，在LNA能夠輸出超過15dB增益的情況下，輸出回損良好。這一結果有助於較早確認假設，即較低的|S22|和|Γ_opt|有助於維持較低的輸出回損，同時放大器能滿足增益要求。

最低噪音的放大器輸入匹配

圖7是MGA-61563應用電氣原理圖。R1是與MGA-61563內部電流鏡電晶體相連的電阻，用來設定元件的電流。對於GPS接收機放大器應用，R1選擇為5.1kΩ，以將元件電流降低至大約9mA，這對大多數手持接收器應用來說已經夠低了。

圖2清楚地顯示，一個串聯電感足以將50Ω埠阻抗轉變到接近Γ_opt的點。但是，在實際使用電感的電路中，在設計輸入匹配網路時要考慮連接電感與該元件輸入接腳的微波傳輸帶(microtrip，簡稱微帶)線效應。在完成的簡單電路板佈局中，電路板上L1的位置可以沿著平行微帶而變動和調整。利用L1的位置和平行微帶對源阻抗的影響，可以將源阻抗調整到更接近Γ_opt點。

圖5：簡便、快捷的模擬用於預
測放大器的性能，盡早確認選
擇元件的各種假設。

圖8顯示，隨著L1的位置從MGA-61563輸入接腳移近平行微帶的另一端，輸入源阻抗則從A點行動到B點。由於點B接近MGA-61563在1.575GHz條件下的Γopt，L1應該放置在平行微帶線的末端。

最低NF值放大器的性能測定

這個已完成的GPS LNA在1.575GHz條件下的增益大約為15dB。測定的NF為大約1.07dB，輸入回損為8到9dB，預期可以形成優於12dB的輸出回損。注意此LNA的輸入是用少數量零組件進行匹配的情況下被調整到最低的噪音係數。測定的IIP3大約為-3dBm。

匹配最佳的增益

如圖2所示，在Smith圖上Γ_opt與S₁₁*的位置相距較遠，顯示調整到最佳NF值的放大器將沒有很好的輸入回損。在放大器NF不是最重要參數的應用中，可以努力爭取同步共軛匹配，以使MGA-61563獲得最大

圖6A：圖5中顯示的電路回損與增益模擬。

的增益，同時獲得較好的輸入和輸出回損。使用該元件S-參數進行的模擬顯示，5.1nH的輸出並聯電感和3.9nH的輸入並聯電感所形成的匹配非常接近同步共軛匹配。圖12是共軛匹配LNA的電氣原理圖。放大器在兩個埠測定的回損都好於15dB，而增益大約為16.4dB。但是，NF卻增加到大約1.45dB。具有5.1nH輸出並聯電感的MGA-61563的輸入Γ_in*模擬值為0.576∠127°。圖13為Smith圖上Γ_opt、S₁₁*和Γ_in*的相對位置。很清楚，需要共軛匹配(Γ_s=Γ_in*)的源阻抗的位置更加遠離Γ_opt，這將使最終LNA的NF明顯變差。

達到NF與增益之間的平衡

選擇Γ_in*或S₁₁*與Γ_opt之間的源阻抗點是設計這種GPS LNA的另外一種選擇。雖然大多數放大器不是單向的，但S₁₁*的位置可以接近放大器輸入阻抗，至少可以引導設計人員獲得較好的輸入回損。從圖13可以看出，Smith圖上能夠在NF稍微變差時獲得更好輸入回損(與最低NF設計相較)的源阻抗點很可能位於50Ω等電阻圓之外。不需要使用ADS等先進的模擬器，就可以清楚地看出應該在輸入埠使用並聯電感將50Ω埠阻抗轉變到更接近S₁₁*的位置。這種連接到輸入埠的並聯電感L_s從實驗中確定為大約5nH。L2則要使用10nH的並聯電感來代替82nH RFC。最終形成的放大器參見圖16。