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測試與測量  

奈米材料與元件的電氣測量方法

上網時間: 2006年08月07日     打印版  Bookmark and Share  字型大小:  

關鍵字:奈米材料  奈米元件  源-測量  奈米微粒  源-測量儀器 

被動元件的電測量通常遵循以下簡單流程:透過某種方式對樣品進行激勵,並測量其對激勵的響應。這種方法也適用於測量具有被動和主動特性的元件。透過適當的方法,源-測量(source-measurement)演算法可以用於表徵能量源。燃料電池和電池的阻抗譜(impedance spectroscopy)就是這類測量的實例。

奈米微粒(nanoscopic particle)來說,這種通用的源-測量測試方法可以定量測量阻抗、電導和電阻,這些測量值揭示材料的關鍵性能。即便材料最終並非應用於電路,這種測量方法仍然適用。

測量奈米微粒需要重點注意以下情況:1. 奈米微粒無法承受元件負載的電流值(除非是超導材料)。這意味著測試時必須小心控制電流激勵的大小。2. 奈米微粒無法承受傳統電子元件或材料(例如電晶體)與周圍元件之間的高電壓。其原因是元件的尺寸較小,彼此的距離更近,周圍強電場產生的力會影響元件。此外,與奈米微粒相關的內部電場強度也很高,因此施加電壓時要非常小心。3. 由於奈米元件很小,產生的寄生電感和電容也較低,這一特點在電路應用中尤為突出。與類似的元件相較,其開關速度更快、功率損耗更低。然而,這也意味著測量此類元件I-V曲線的測試儀器在追蹤較短反應時間的同時必須對小電流進行測量。

因為奈米級測試應用中激勵和測量的電流值一般都很低,必須適當地選擇和使用儀器來完成精確的電氣特性測試。除了靈敏度高之外,測量儀器的響應時間也要短(有時也稱為高頻寬),這些要求與DUT的低電容器值以及低電流時迅速的狀態轉換有關。

測量拓樸結構的選擇

需指出的是,源-測量測試的電路開關速度會受到使用儀器跟隨元件狀態的速度限制。如果測試的拓樸結構沒有經過最佳化,這一點將特別突出。現有的測量拓樸結構是電流源/測量電壓或電壓源/測量電流兩種。

在測量低阻抗元件(低於1,000Ω)時,電流源/測量電壓的方法通常會獲得最好的結果。穩定的電流源加載到低阻抗元件時,較容易得到好的訊息噪音比,這樣可以實現精確的低電壓響應測量。

另一種選擇是電壓源/測試電流,但這種方法並不適合低阻抗測量。為了保持元件的低電流以及避免毀壞性發熱,要求施加的電壓極低。低電壓情況下,電壓源會將額外的噪音導入到測量電流(響應)中。換言之,在加載的總電壓中很大一部份是電壓源的噪音電壓。另外,低阻抗負載情況下電壓源穩定性也差一些。有些電流測量問題與儀器的電壓負擔(安培計輸入端產生的電壓)有關,這也會導入額外的誤差。

測量高阻抗元件(阻抗值大於10,000Ω)時,電壓源/測量電流的方法是最好的選擇。很容易實現驅動高阻抗的穩定電壓源。當將一個設計良好的電壓源加載到高阻抗元件時,將對DUT和測試電纜的雜散電容器快速充電,並迅速達到最終的輸出值。採用適當的安培計可以精確地測量DUT的低電流響應。

另一種方法是電流源/測量電壓,這種方法在高阻抗測量中將會出現問題。為了在實際測量中保持電壓響應足夠低,必須採用低電流值,這意味著電路要用很長時間對元件和測試電纜的雜散電容器充電。此外,高電壓測量電路也會從DUT中分流一部份源電流。由於這部份電流沒有被測量,因而這部份電流會造成測量誤差。

電氣噪音

測量的拓樸結構也會影響電噪音,並最終限制測量的靈敏度和精密度。對於採用電流源激勵的低阻抗電壓測量來說,測量電路對DUT的電壓噪音和阻抗較為靈敏。

對元件來說,例如一個電阻,室溫下(270oK)的Johnson噪音電壓可以表示為:


該公式顯示,隨著DUT電阻R的降低,DUT產生的Johnson電壓噪音也隨之降低。與此相反,由電壓源激勵的高阻抗元件則受到電流測量噪音的限制。在270oK時電阻的Johnson電流噪音為:


這個公式顯示隨著DUT電阻值的提高噪音值會降低。

對所有尺寸的微粒來講,除Johnson噪音之外,還可能存在與選擇的測量拓樸結構有關的噪音增益。噪音增益指的是測量系統中噪音的寄生放大,如果選擇正確的測量拓樸結構,這種噪音增益將不存在。例如,在一個電壓源/測量電流的拓樸結構中,在很多電流測量電路(安培計)中都採用運算放大器,如圖1所示。為了減少噪音增益,對於非反向輸入端子,安培計電路必須在低增益條件下工作。


圖1: (a)電壓源/測量電流方法的電路模型。(b)在DUT阻抗值低於測量阻抗時,用改進的模型描述噪音增益。

源-測量儀器

商用的直流源-測量單元(SMU)是一種適用於奈米材料和元件測試的便利工具。SMU可以自動改變測量拓樸結構,例如可以在電壓源/測量電流和電流源/測量電壓之間迅速轉換。這樣可以在最大化測量速度和精密度的同時很容易地降低測量噪音。

與碳奈米管(CNT)相同,一些奈米微粒應用於不同外場時會改變狀態。當進行此類材料的研究時,可以對SMU進行配置來提供電壓源,並對處於高阻態的奈米粒子測量電流。如果材料處於低阻態,則轉換到電流源/電壓測量以獲得更高的精密度。此外,SMU還具有電流驗證功能(compliance function),可自動限制DC電流,防止電流過大損壞待測元件或材料。類似地,當採用電流源時也有電壓驗證功能。

使用驗證功能時,SMU可輸出滿足要求的電流/電壓源值,除非超過用戶驗證值。例如,當SMU設定在電壓源狀態,並預設了驗證電流值,如果超過了這個驗證值,SMU立即自動轉換為?流源,其輸出值將穩定在驗證電流值。類似地,如果SMU設定在電流源狀態,並設定了一個驗證電壓,當DUT的阻抗和電流源開始使電壓高於驗證值時,SMU將自動轉換到電壓源(驗證電壓)狀態。

像CNT開關之類的奈米級元件可以快速改變狀態,而儀器的狀態轉換則並不能在瞬間完成。對於不同的SMU模式,開關時間在100ns到100μs之間。儘管對於追蹤奈米微粒的狀態轉換來說,這樣的開關速度還不夠快,但這麼短的時間已經足夠在每個狀態下完成精確測量,同時將DUT的功率損耗限制在可接受水準。

脈衝方法

對於奈米級材料的測試來說,選擇正確的測量拓樸結構來提高測量的速度和降低噪音依然不夠。例如,某些CNT的開關速度是傳統CMOS電晶體開關速度的1,000倍。這對於奈安級的商用微微安培計(picoammeter)來說太快了。這類元件的測量要求採用更高速的阻抗測量技術。

低功率脈衝方法(pulsing technique)可以解決部份問題,這種技術已經可以用在一些SMU設計上。這種概念是採用很高的測驗電流或測驗電壓,在很短的週期中施加這種大激勵。較大的激勵可以降低源噪音(透過提高訊息噪音比),並且可以改善電壓脈衝和電流脈衝訊號的上升或穩定時間。低噪音的激勵源需要較少的濾波處理,並允許更短的源激勵週期時間(更窄的脈衝寬度)。較大的源激勵可以提高響應電流或電壓,如此將有更寬的儀器選擇範圍,進一步降低噪音的影響。由於降低了噪音,可以縮短測量的採集時間,因而提高測量速度。

避免自發熱問題

一個可能的誤差源是過高的電流通過DUT時引起的自發熱,這種電流甚至可能引起採樣的嚴重故障,因此在元件測驗過程中儀器必須能自動限制電流源。可程式的電流和電壓驗證電路是大多數具有脈衝電流功能、基於SMU測試系統的標準功能,在某些低阻結構時應避免自發熱。

當需要提高測試電流時,電流值必須保證不能導入過多的能量,避免將DUT加熱到失效溫度(奈米元件能承受的熱量很低,所以元件消耗的總能量必須保持在很低的水準)。另外,還必須非常小心測試電流值,使其維持足夠低以保證DUT的奈米級通道不會飽和。例如,直徑為1.5nm的電流通道嚴格限制了單位時間內可通過電子的數量。某些奈米級別的元件在導電狀態只能承受幾百奈安的電流。因此,即便在脈衝應用中,元件的飽和電流已經限制了可加載的最大測試電流。

下列公式描述了脈衝模式下負載循環和測量時間如何影響DUT的功耗。為了計算脈衝模式下的功耗,要將視在功率(V*I)與測試激勵的時間相乘再除以測試重覆率:


採用低阻連接,例如透過奈米操縱器(nanomanipulator),脈衝模式還適用於狀態密度測量。脈衝模式還可以測量原先由於微粒的自發熱無法實現的I/V位置測量。

可選擇的其他測量儀器

高階的AC+DC電流源具有脈衝模式,如Keithley的Model 6221。該波形產生器允許用戶最佳化脈衝電流值、脈衝間歇、脈衝寬度,並且可與奈伏電壓計之類的測量儀器同步觸發。透過內建的同步機制,奈伏電壓計可以在施加脈衝之後數微秒內開始讀數。這一功能大幅簡化了微分電導測量,並允許測量從10nΩ到100MΩ的電阻。這種儀器組合是AC電阻電橋和鎖相放大器測量的替代選擇。

採用這些儀器測量微分電導將比傳統方法快10倍而且噪音更低。這種測量在單次掃描中完成,而非取多次掃描結果的平均值,平均值方法的測量時間較長且更容易產生誤差。此外,這些儀器還可以在增量模式(delta mode)下使用,以進一步提高精密度。總之,與其他測試方法相較,這些技術可以將測量的精確度提高三個數量級。

電阻抗譜

電阻抗譜同許多使用奈米材料的元件都相關。一個例子是電化學電池,這種電池在膜電極組件(MEA)上採用奈米級材料作為催化劑。電池複數阻抗的電抗分量提供了在電池陰極和陽極處化學反應速度的直接測量─這是催化作用的直接反映。在其他應用中,電抗分量可以反映出材料介電電荷的分佈以及外電場作用下材料介電性能重新取向的難易。

這種技術早已超越了直流電壓或電流下的簡單阻抗測量。複數阻抗是一種交流(或脈衝直流)特性,可以用具有幅值和相位的向量來表述。相位描述了電壓或電流激勵(零參考相位)與響應電流或電壓在時間上的關係,以及結果的電流或電壓響應。在任何頻率下,阻抗都可以採用幅值和相位角來表述。複數阻抗必須在某特定的激勵頻率下計算,由於元件可以簡化為一個電阻與電容器或電感串聯或並聯的模型,其相位角必然隨著頻率變化。

透過測量複數電壓和電流,可以用複數電壓除以複數電流計算得到向量阻抗,這只需要在每次電壓和電流測量下記錄相對時間。透過計算複數傅立葉轉換得到最終結果,該轉換將時域數據擴展到頻域。

由於複數阻抗相位角表示激勵和得到的DUT響應之間的時間差(提前或延後),因為任何相位角可以用下面的關係式轉換成時間。


這是在激勵和響應之間的時間偏移,與是電壓還是電流激勵無關。因此,如果我們在電壓和電流測量時記錄時間,我們可以透過恰當的數學轉換計算出複數阻抗。

我們已經討論了適當測量拓樸結構的選擇對降低噪音和提高系統速度的重要性。另外,為了精確表徵複數阻抗,儀器和測量方法還需要合適的採樣頻率。而且,為了計算阻抗,儀器需要有一個穩定的時基。要求的採樣頻率、採集時間和數學轉換取決於精密度和DUT複數阻抗的性質。

作者:James Niemann

高級工程師

Keithley Instruments公司




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