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利用均衡處理技術擴展高速訊號傳輸距離

上網時間: 2006年09月11日     打印版  Bookmark and Share  字型大小:  

關鍵字:Gb背板  收發器  濾波器  訊號完整性  Signal Integrity 

每個Gb背板、連接線和電纜都會使通過它的訊號產生衰減,這種訊號衰減可能很輕微也可能是致命的,決定於導體的幾何尺寸、材料、長度和使用的連接器類型。由於通訊工程師一生都在與正弦波打交道,因此他們更喜歡在頻域內描述這種失真。圖1顯示了採用50歐姆的帶狀線(或100歐姆的微分帶狀線)終結的訊息通道增益,也稱為頻率響應。這種帶狀線類似於低通濾波器,對高頻正弦波的衰減比低頻波更厲害。

圖2顯示了數位訊號通過20英吋(0.5公尺)的FR-4微帶線後的衰減情況。在連接線中電介質和趨膚效應的損耗降低了脈衝訊號的幅度,使其上升沿和下降沿更加發散。我們將接收到的脈衝稱為‘短脈衝’(runt pulse),因為其訊號幅度比通常的訊號幅度小。在二進制通訊系統中,任何不能以足夠裕量超過接收器閾值的短脈衝都會造成誤碼。

本文將討論在高速串列鏈路中降低短脈衝訊號幅度的三種情況:連接線或電纜、由連接器和其他訊號轉換帶來的反射、驅動器和接收器的有限頻寬。圖3顯示了典型的訊號傳播測試。這個經過調整以測試訊號中最長的平坦部份的特殊波形代表了最糟糕的情況,即你的數據碼中可用的長串0或1,從而顯示短脈衝幅度。在不存在反射、串擾或其他噪音情況下,單個波形(在接收端所測試)代表了訊息通道散射的最差情況測試。更長的連接線將導入更多散射問題,最終導致接收器在1.5公尺(本實例的情況)的長度就不能正常接收訊號。

電壓裕量可衡量接收器上的訊號品質,該數值等於發生瞬間採樣時訊號幅度與接收器閾值之間的最小差值(單位:伏)。理論上來看,在一個反射、串擾或其他噪音為零的系統中,即使在電壓裕量非常小的條件下也能夠期待系統實現理想的工作。然而,在實際的系統中,必須保持一個足夠大的噪音裕量,以容忍系統中最大的反射、串擾和其他噪音,同時依然使接收訊號維持在高於閾值狀態,以克服接收器的有限頻寬和噪音問題。

圖4的範例顯示出短脈衝幅度等於正常低頻訊號幅度的85%,只超過接收器閾值電平35%,而非正常情況的50%。比正常訊號幅度75%更短的脈衝訊號將減少一半的電壓裕量,這對噪音預算來說是很大的衝擊,但仍然能工作。對一般的二進制通訊則不使用均衡處理,我們希望達到接收器短脈衝幅度永遠不低於低頻脈衝幅度的70%。

短脈衝訊號衰減

圖4的左邊是2個波特週期的正弦波。這個短脈衝(101)看起來更像這個正弦波,設計人員應該能從訊息通道衰減的頻域圖中推斷出短脈衝幅度。

在圖4中,數據波的波特率為2.5Gbps。這個頻率(對應的正弦波頻率)的一半為1.25GHz,在1.25GHz處半公尺曲線的衰減為4.5dB。在該頻率的十分之一情況下,相同的曲線衰減為1.5dB,大約對應於8B10B編碼數據傳輸系統中最低頻率。這兩個數據之間的差值(-3dB)接近在接收器端短脈衝與低頻訊號幅度的比值。這個系統只有-3dB的衰減,能滿足鏈路性能的70%頻域規格要求,這準確地解釋了為何時域波形在半公尺處看起來如此良好。

仔細研究圖4將發現,在時域中實際短脈衝幅度為正常訊號幅度的85%,比頻域近似方法預估的結果好。這個差異部份是緣於正弦波的諧波組成,諧波的基本幅度超過了正弦波訊號的幅度,部份緣於憑經驗進行的時域與頻域之間快速轉換所必有的失真。簡單的時域規格保守地估計了這些因素。如果你的數據程式碼允許比8B10B編碼更長的連續0或1,那麼你必須對應地使用更低頻率以作為你的最低頻率。在時域內,你可以看到接收到的訊號在變成短訊號之前,更接近其最大範圍的下限或上限,在更糟情況下,其短脈衝訊號更難以穿越閾值電平。


圖1:與長PCB連接線相關的有效訊息通道增益決定於線寬、電介質材料、長度和所用連接器類型


圖2:長的連接線降低了輸入脈衝訊號幅度,使其上升和下降沿發散


圖3:該測試波形顯示了最差情況的短脈衝幅度


圖4:短脈衝降低了相對閾值電平的電壓裕量,只有35%,而非正常情況的50%

依照經驗法則,我們將觀察最高工作頻率(101010模式的程式碼)範圍訊息通道衰減與最低工作頻率(決定於你的數據編碼長度)訊息通道衰減的差異,以快速估計接收器端的短脈衝幅度衰減。這種簡單的頻域方法只能粗略估計鏈路性能,它不能替代嚴格的時域模擬,但能大幅提高你對鏈路特性的理解。

如果你能提供低偏移的時脈分配,或在接收器上使用時脈恢復單元解決時脈偏移問題,對於任何的二進制CMOS邏輯系列,一個具有1dB短脈衝衰減的訊息通道都能表現出良好性能;衰減達3dB的訊息通道需要一個嚴格佈局、接收器閾值良好控制的微分架構;具有6dB衰減的訊息通道需要均衡處理。

傳輸預加重

Xilinx的Virtex-4 RocketIO接收器整合了三種形式的均衡處理,可延長衰減嚴重的訊息通道傳輸距離。第一種是傳輸預加重。圖5顯示了簡單的二進制波形x[n]以及相關的一階微分波形(difference waveform)x[n]-x[n-1]。如果你熟悉微積分,你可以將一階微分波形看成一種導數運算(derivative operation)。在每一個邊沿,微分波形產生大的反彈(kick)。發送預加重電路將一定比例的主訊號和一階微分波形加在一起以在每個轉換的開始增加大的反彈。從接收器來看,每個反彈增加了短脈衝的幅度,而不會增大訊號的低頻部份,這些低頻部份的訊號幅度本身就很大了。


圖5:發送預加重電路在每個轉換的開始處產生了大的反彈

一階微分概念可協助瞭解如何實現預加重,但並不能說明如何建構。實際的電路將三個而不是兩個計劃求和,稱為前體(pre-sursor)、本體和後體。這種結構透過調整與這三項相關的係數使你能實現第一階和第二階微分。可程式的5位元乘法DAC負責控制這三個係數。第一個和第三個幅度總是根據主要的中心項進行轉換,透過使用第一和第三個觸發器的NOT-Q輸出來實現觸發。

從DC到1.25GHz的頻率範圍上,預加重響應平滑地上升,在1.25GHz時響應達到峰值。如果以較高的數據速率對這個預加重電路提供時脈驅動,峰值將相應地向更高處移動,峰值總是在等於數據速率一半的頻率處出現。

圖6中顯示了在一公尺處將預加重響應與訊息通道響應疊加在一起的合成結果(已均衡訊息通道),該結果比任何一個單獨的曲線更平坦。更直接的說,一個更平坦的合成訊息通道響應應該在時域內實現更‘中看’的訊號。在更短的距離上,訊號表現為過度均衡(over-equalized)。在每次轉換中,過衝在二進制系統中並無大礙,前提是接收器具有足夠的裕量來避免過高訊號產生飽和。在1公尺距離上,訊號波形看起來很漂亮,只有很低的短脈衝訊號衰減以及非常小的抖動。1.5公尺的波形現在僅僅能滿足‘短脈衝的幅度不小於低頻脈衝幅度70%’這一準則。


圖6:採用預加重電路,訊息通道產生總的響應比任何一個單獨的曲線都平坦

相較於簡單的微分結構,預加重電路至少可以倍增可靠傳輸訊號的訊息通道長度。

線性接收均衡器

除了預加重電路,RocketIO收發器也採用了基於複雜的6零點(zero)、9極點(pole)接收線性均衡器。該電路用於數據分割(data slicer)電路之前。它包括三個可單獨啟用的串聯式主動模擬均衡級,能夠單獨接通‘0’、‘1’、‘2’級或依次接通所有三個級。

可調整均衡器的每一個部份以接近在2.5GHz處衰減為3dB的典型PCB訊息通道的訊息通道響應。將所有三個級打開,你可以在2.5GHz頻率下獲得9dB的訊號增強。因為在頻率從2.5GHz到5GHz之間,響應不斷成長,該均衡器適用於10Gbps及以上的數據率。

在設置均衡器時,首先選擇最佳匹配整個訊息通道響應的RX(接收)線性均衡器的節數。使用在發送預加重電路中的5位元可程式係數來微調整個脈衝響應,以獲得最低的ISI(碼間干擾)、最低抖動或同時實現最低抖動和ISI。在建構電路之後,在接收器內部調整時脈相位能協助制訂誤碼率曲線,如此將能確認均衡器的正確性。

兩種形式的均衡處理提供的靈活性可實現與很多串列鏈路標準的互通作業性,滿足嚴格的發送訊號規格,同時增加基於接收器的均衡,以使系統工作在最佳性能。

判決-反饋均衡器

作為防止訊息通道性能的不確定性的最後一道防線,RocketIO收發器包含一個手動可調整的6抽頭判決反饋均衡器(DFE),該元件整合在接收器中的分割電路。DFE對於較差品質的傳統訊息通道非常有用,這種傳統訊息通道最初並不是設計用於高串列數據速率,DFE具有在不增大串擾情況下加重輸入訊號的顯著特性。

那些熟悉訊號處理的工程師將認識到DFE在均衡網路中插入極點,而發送預加重電路則產生零點。DFE、TX預加重以及RX線性均衡器一起工作,可以提供很多可調整特性。

作者:Howard Johnson

總裁

howie03@sigcon.com

Signal Consulting公司

Mike Degerstrom

資深訊號完整性設計工程師

mike.degerstrom@xilinx.com

Xilinx公司




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