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單端數位音訊放大器設計考慮要素

上網時間: 2007年06月20日     打印版  Bookmark and Share  字型大小:  

關鍵字:音訊放大器  脈衝碼調變  PWM  PCM 

數位放大器的最大優勢之一,是具備數位數據通道的設計再使用靈活性。由於訊號在經由揚聲器重現原音之前一直處於數位域,因此在訊號路由方面具備極大靈活性。此外,這種靈活性還可應用於即時或生產線中的填料選擇或韌體改變。單端工作(single-ended operation)是數位放大器的一種正常工作方式。本文將討論單端設計基本原理及相關的工程考量。

數位放大器通常具有兩級架構,即在脈寬調變(PWM)處理器後接一個功率級(power stage),如圖1所示。邏輯級PWM處理器接收的音訊數據通常是IIS格式。它執行音訊處理並將脈衝碼調變(PCM)數據轉換為PWM數據。透過IIC匯流排控制PWM處理器,並執行音量變化、音調控制或均衡等其它音訊處理功能。許多PWM處理器還有另一項關鍵特性,即改變訊號路由的能力(甚至可即時進行)。這種能力使設計人員可以靈活地實現PCB佈線,或使用戶有能力將內容發送至不同揚聲器。功率級接收3.3V PWM訊號,然後將其轉換為更高電壓,並透過MOSFET H橋及二階LC濾波器送至揚聲器。

包含MOSFET H橋的功率級如圖1所示。在這裡,MOSFET作為開關將+V電壓以正/負兩極接到揚聲器。對於將揚聲器接在兩個MOSFET半橋間的大多數立體聲功率級而言,橋接負載(BTL)是通用架構。單端是指每個MOSFET半橋驅動一個揚聲器。SE模式的聲道數比BTL模式多一倍,但對特定的輸出負載來說,每聲道功率降低約25%。在SE模式,當PWM訊號為‘高’時,+V電壓正向加至揚聲器;當PWM訊號為‘低’時,揚聲器接地。

單端數位放大器的工作原理如圖2所示,與線性音訊放大器的單端工作相較並沒有太大差別。其主要區別在於,配置的濾波器(二階LC濾波器)從PWM訊號中濾出高頻成分,保留基頻音訊訊號。由於揚聲器阻抗具有較大的電感成分,這相當於使一個高DC電壓經過一個電感,並使電流以線性方式增加到一個很大的值,可能對揚聲器造成損壞。

為此,可將一個大電容(DC阻隔電容)放置在放大器和揚聲器之間,以濾除DC成分。不過該電容同時也會對較低音訊成分造成衰減,並產生一個約1/(2RspC)的3dB點,其中Rsp是揚聲器的阻抗。為使更高的頻帶通過揚聲器,可採用大電容,但這將以成本和PCB面積作為代價。

在先前討論的單端架構中,音訊訊號以地為參考點。換言之,揚聲器的一端接地。實現DC阻隔的另一種方式是採用分割電容(split-cap)架構,其中音訊訊號以PVDD/2為參考點,見圖3。從AC的角度看,當Csm=Cb/2時,圖2和圖3沒有區別。如果插入電容,Cs的等效串聯電阻(ESR)是Cb的兩倍,而音訊和熱性能沒有變化。

與阻隔電容架構相較,分割模式架構的最大優點是增加了電源紋波抑制比(PSRR)。圖4顯示的是TI的TAS5086/5142評估模組(EVM)實際測量之PSRR。在該EVM中,TAS5142的功率級是單端架構。

圖1:具有H橋功率級的數位放大器數據通路。
圖1:具有H橋功率級的數位放大器數據通路。

圖2:帶DC阻隔電容架構的單端數位放大器。
圖2:帶DC阻隔電容架構的單端數位放大器。

圖3:帶分割電容架構的單端數位放大器。
圖3:帶分割電容架構的單端數位放大器。

圖4:TAS5086/5142 EVM的單端PSRR性能。
圖4:TAS5086/5142 EVM的單端PSRR性能。

SE分割模式架構必須解決另外兩個設計問題。如先前所述,重配置濾波器後面的音訊訊號具有PVDD/2的DC值。若Cs是理想的,則(Cs和Cb)都將被充電至PVDD/2,且沒有DC成分通過揚聲器。但由於兩個電容都不理想且均有容差,所以DC電壓不會等於PVDD/2。因此,當音訊訊號最初被加至揚聲器時,將有DC電壓流經揚聲器,所以在上電時會聽到類似微小爆破聲的噪音。由於分割電容以時間常數為RC的?定時間常數充電,所以會產生另一個相關問題。只要MOSFET不在分割電容完成充電之前切換,就不會引發這些問題。但實際上這樣做很困難,因為會產生長的微小爆破聲噪音。

有一種方案可解決上述兩個問題,即能將電壓快速充至PVDD/2的半橋功率級,如TAS5186A。該方案的DC電壓輸出是PVDD/2,且分割電容可被快速、準確地充電。另一個快速充電分割電容的方法是利用運算放大器。在沒有專用半橋時,採用運算放大器是一種行之有效的辦法。

在實際應用中,單端放大器音訊性能指標(包括開機噪音、訊息噪音比、PSRR和THD+N等)都相當理想,只比BTL的音訊性能稍顯遜色。

作者:Kevin Belnap

家庭音訊產品行銷經理

德州儀器




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